专利名称：具有有源后失真线性化的差动放大器的制作方法
技术领域：
本发明大体上涉及电路，且更具体来说，涉及一种适合于无线通信和其它应用的放大器。
背景技术：
放大器通常用于各种电子装置中以提供信号放大。此外，不同类型的放大器可用于不同用途。举例来说，无线装置可包括用于双向通信的发射器和接收器，且发射器可利用功率放大器(PA)且接收器可利用低噪声放大器(LNA)和可变增益放大器(VGA)。
LNA通常用于接收器中以放大经由通信信道而接收的低振幅信号。LNA常为由经接收信号遇到的第一有源电路且因此在若干关键区域中对接收器的性能有较大影响。第--，LNA对接收器的总噪声指数有较大影响，因为LNA的噪声直接注入经接收信号中且LNA的增益有效地减少后续级的噪声。第二， LNA的线性对接收器中后续级的设计和接收器性能均有较大影响。LNA输入信号通常包括各种非所要信号分量，其可能来自外部干扰源和从共同定位的发射器的泄漏。LNA中的非线性致使非所要信号分量进行混合且产生交叉调制失真(XMD)，其可能处于所要信号带宽内。交叉调制失真的振幅是通过LNA中的非线性量来确定。处于所要信号带宽内的交叉调制失真分量充当使所要信号的信噪比(SNR)降级的噪声。由LNA非线性造成的SNR的降级影响后续级的设计(且通常对后续级施加更严格的需求)，以便满足用于接收器的总SNR规格。因此，具有更线性的LNA可减轻对其它级的性能需求，其可导致接收器的较低功率消耗和较小电路区域。
因此，此项技术中需要一种具有良好线性和噪声性能的放大器。
发明内容
本文中描述使用有源后失真(APD)而线性化的差动放大器的各种实施例。放大器在设计方面较简单、具有良好的线性和噪声性能，且适合于无线通信和其它高频应用。举例来说，放大器可在无线装置中用作用于接收器的LNA。有源后失真还可用于线性化其它有源电路(例如，混频器)。
在一实施例中，差动放大器(例如，LNA)包括第一侧，第一侧包括第一晶体管、第二晶体管、第三晶体管和第四晶体管(例如，N-FET)以及电感器。第一和第二晶体管被耦合为第一共发共基放大器对，且第三和第四晶体管被耦合为第二共发共基放大器对。第一晶体管使其源极耦合到电感器且使其栅极接收差动输入信号的第一输入(电压)。第二晶体管使其源极耦合到第一晶体管的漏极且使其漏极提供差动输出信号的第一输出(电流)。第三晶体管使其栅极耦合到第二晶体管的源极。第四晶体管使其源极耦合到第三晶体管的漏极且使其漏极耦合到第二晶体管的漏极。第一晶体管提供信号放大。第二晶体管提供负载隔离且进一步产生用于第三晶体管的中间信号。第三晶体管接收中间信号且产生用于抵消由第一晶体管产生的三阶失真分量的失真分量。第四晶体管提供负载隔离。电感器提供用于第一晶体管的源极退化且改进三阶失真的抵消。差动放大器还可包括第二侧，第二侧以类似于第一侧的方式起作用以接收差动输入信号的第二输入且产生差动输出信号的第二输出。在其它实施例中，可省略第四晶体管，且可将第三晶体管的漏极耦合到第一或第二晶体管的漏极。可选择第二和第三晶体管的尺寸以减少放大器的增益损失且抵消尽可能多的三阶失真。
下文更详细地描述本发明的各个方面和实施例。
根据下文结合图式而陈述的详细描述将容易明白本发明的特征和性质，在图式中，相同参考符号始终对应地识别。
图1展示无线装置的射频(RF)部分。
图2A、图2B和图2C分别展示来自天线的经接收信号、LNA输入信号和LNA输
出信号。
图3展示具有有源后失真线性化的LNA的示意图。
图4A和图4B分别展示针对低频和高频的LNA的IIP3的曲线。
图5展示LNA的等效电路。
图6展示说明有源后失真抵消的向量图。
图7A和图7B展示具有有源后失真线性化的LNA的两个额外实施例的示意图。
图8展示具有有源后失真线性化和多个增益设置的LNA的示意图。
图9展示用P-FET实施的LNA的示意图。
图IO展示具有有源后失真线性化的差动LNA的示意图。
图IIA和图11B展示具有有源后失真线性化的差动LNA的两个额外实施例的示意图。
具体实施方式
本文中使用词语"示范性"以指"充当实例、例子或说明"。本文中描述为"示范性"的任何实施例或设计不一定被解释为比其它实施例或设计优选或有利。
本文中所描述的放大器和其它线性化有源电路可用于各种应用，例如，通信、联网、计算、消费者电子器件等。这些线性化有源电路可用于无线通信系统中，例如，码分多址(CDMA)系统、时分多址(TDMA)系统、全球移动通信系统(GSM)系统、高级移动电话系统(AMPS)系统、全球定位系统(GPS)、多输入多输出(MIMO)系统、正交频分多路复用(OFDM)系统、正交频分多址(OFDMA)系统、单载波FDMA(SC-FDMA)系统、无线局域网(WLAN)等。放大器可用作LNA、 VGA、 PA等。为了清晰起见，下文中描述用于CDMA系统的无线装置的接收器中的LNA。 CDMA系统可实施cdma2000、宽带CDMA (W-CDMA)和/或其它CDMA无线电接入技术。
图1展示无线装置100的射频(RF)部分的框图。无线装置IOO可为蜂窝式电话、个人数字助理(PDA)、无线调制解调器卡或用于无线通信的某一其它装置。无线装置100包括提供双向通信的发射器和接收器。
在发射路径上，功率放大器(PA) UO接收和放大发射(TX)经调制信号且提供发射信号。发射信号经由双工器120被路由且经由天线130被发射到一个或一个以上服务基站。发射信号的一部分还经由双工器120而耦合或泄漏到接收路径。TX泄漏量取决于双工器120的发射端口与接收端口之间的隔离，其对于蜂窝带处的表面声波(SAW)双工器来说可为约50分贝(dB)。较低TX-RX隔离导致较高水平的TX泄漏。
在接收路径上，含有所要信号和可能含有干扰(jammer)的经接收信号经由天线130被接收、经由双工器120被路由，且被提供到LNA140。 LNA140还接收来自发射路径的TX泄漏信号。LNA140的输入处的输入信号因此可包括所要信号、TX泄漏信号和干扰。LNA放大输入信号且提供经放大RF信号。SAW滤波器150对经放大RF信号进行滤波以移除带外分量(例如，TX泄漏信号)且提供经滤波RF信号。混频器160用本地振荡器(LO)信号对经滤波RF信号进行下变频转换且提供经下变频转换信号。
图2A展示来自天线130的经接收信号，其包括所要信号210和干扰220。干扰220为非所要信号且可对应于(例如)AMPS系统中由附近基站发射的信号。干扰在振幅上可能比所要信号高得多且在频率上可能定位成接近于所要信号。
图2B展示LNA 140的输入处的输入信号。输入信号含有经接收信号中的所要信号210和干扰220以及来自发射路径的TX泄漏信号230。 TX泄漏信号相对于所要信号来说可能较大，尤其在无线装置IOO远离服务基站且需要以高功率电平进行发射以便到达基站时。图2C展示LNA 140的输出处的信号。LNA 140中的非线性可致使TX泄漏信号230上的调制与窄带干扰220相互作用且产生围绕干扰的交叉调制失真240。以阴影展示的交叉调制失真的部分250可处于所要信号频带内。部分250充当使接收器的性能降级的额外噪声。所述噪声还使接收器灵敏度降级，使得可由接收器可靠地检测到的最小所要信号需要具有较大振幅。
图3展示具有有源后失真(APD)线性化的LNA 140a的实施例的示意图。LNA 140a具有良好线性和噪声性能且可用于图1中的LNA 140。 LNA 140a包括四个N沟道场效晶体管(N-FET) 310、 320、 330和340、电感器350和电容器352。 N-FET310使其源极耦合到电感器350的一端、使其栅极接收输入电压"，且使其漏极耦合到N-FET 320的源极。电感器350的另一端耦合到电路接地。N-FET 320使其栅极接收偏置电压、。,且使其漏极耦合到输出节点。N-FET 330使其源极耦合到电路接地、使其栅极耦合到电容器352的一端，且使其漏极耦合到N-FET 340的源极。电容器352的另一端耦合到N-FET 320的源极。N-FET 340使其栅极接收偏置电压vfc,。,且使其漏极耦合到输出节点。输出节点提供用于LNA140a的输出电流!。w。
N-FET 310与320形成用于信号放大的主要信号路径的第一共发共基放大器对。N-FET 310提供信号放大。N-FET 320提供用于N-FET 310的负载隔离且进一步产生用于N-FET330的中间电压V2。 N-FET 330与340形成第二共发共基放大器对，其用于产生用于失真抵消的交叉调制失真的辅助信号路径。N-FET 330产生交叉调制失真，且N-FET 340提供用于N-FET 330的负载隔离。电感器350提供源极退化且进一步提供观察N-FET 310的栅极的50欧姆匹配。电感器350还用于有源后失真线性化且改进失真抵消。电容器352提供AC耦合。
N-FET 310具有小信号跨导g!，其是通过各种因数来确定，例如，N-FET310的尺寸(例如，长度和宽度)、用于N-FET 310的偏置电流、N-FET 310的栅极到源极电压Vg,等。N-FET 320具有小信号跨导gi/"，其中幼N-FET 310的跨导与N-FET 320的跨导的比率。因数cdl常是通过N-FET 310的宽度与N-FET 320的宽度的比率来确定。N-FET 330具有小信号跨导g!/j5，其中"为N-FET 310的跨导与N-FET 330的跨导的比率。因数》通常是通过N-FET 310的宽度与N-FET 330的宽度的比率来确定。可如下文所描述来选择因数W口々。
可如下在低频下实现使用有源后失真的LNA 140a的线性化。在低频下，电感器350不会开始起作用且被有效地短接，且输入电压w等于用于N-FET 310的iv电压。可通过幂级数而将N-FET310的漏极电流"表示为A(、》-gr、,+g2曙v(+g3.!^+…' 等式(1)
其中g2为界定二阶非线性的强度的系数；g3为界定三阶非线性的强度的系数；且
"^)为N-FET310的作为 的函数的漏极电流。
为了简单起见，等式(1)中忽略高于三阶的非线性。系数g、g2和&是通过用于N-FET 310的装置尺寸和偏置电流来确定。系数g3控制低信号电平下的三阶互调失真(IMD3)且因此确定三阶输入截取点(1IP3)，其为通常用于指定放大器的线性的量度。
可假定N-FET320为线性的。在此情况下，可将N-FET310的漏极电压v2 (其也为N-FET330的vv电压)表达为
等式(2)
等式(2)指示由N-FET 320产生的电压w取决于"。可通过幂级数将N-FET 330的漏极电流/3表示为
"v2) = *(grv2 + g2.v22 + g3^+ )。 等式(3)
等式(3)指示用于N-FET 330的系数和用于N-FET 310的系数通过，相关。可将等式(2)代入等式(3)中，使得可将N-FET 330的漏极电流,'3表达为N-FET310的漏极电流"的函数。接着可将等式(1)代入等式(3)中，使得可将N-EFT 330的漏极电流!'3表达为N-FET310的^,电压的函数。归因于等式(1)中的幂级数与等式(3)中的幂级数之间的相互作用，经扩展的等式(3)包括用于每一阶非线性的多个项。组合N-FET 310和330的漏极电流以产生输出电流z'。w，如下
<formula>formula see original document page 9</formula>其中g^和g2S分别为输出电流!'。w的一阶和三阶幂级数系数且可表达为:
7
，禾口
等式(5)
g3E — §3
1_ or a
3、
+
2g22.a2
〃々」 0
等式(6)
可忽略等式(4)中的项^s，因为仅基频和三阶非线性是所关注的。
等式(5)表示LNA 140a的总增益且展示由于使用有源后失真线性化而产生的增益 损失。具有失真抵消的LNA 140a的总增益为g^，而不具有失真抵消的LNA的增益为 g"增益损失(l-W/ )直接与wn々相关，且可通过相对于^l每々选择为较大而使所述增 益损失保持较小。较大的/ 导致较少增益损失，但不一定意味着较少失真抵消。等式(6) 表示输出电流C中经组合的三阶失真。等式(6)中的第一项表示来自三阶非线性的贡 献，且等式(6)中的第二项表示来自二阶非线性的贡献。
图4A展示在低频下具有失真抵消(其中连接了 N-FET 330和340)的LNA 140a的 IIP3的曲线410和不具有失真抵消(其中省略了 N-FET330和340)的LNA 140a的IIP3 的曲线420。对于给定装置宽度和功率消耗，可求解等式(6)，使得三阶失真分量接近 零。选择々的值以防止过多增益损失。对于特定示范性设计，将/ 选择为等于8，且1.35 的a值提供良好的失真抵消。由于等式(6)中的二阶非线性，失真抵消取决于偏置电压， 所述偏置电压为用于N-FET310的操作iv电压。
LNA 140a可用于高频应用，例如无线通信。在高频下，例如电容器和电感器等无 功元件影响线性性能且进一步造成性能取决于频率。
图5展示用于图3中的LNA 140a的简化等效电路500的示意图。对于图5所示的 实施例，分别用理想电流源510、 520、 530和540且分别用寄生栅极到源极电容器512、 522、 532和542来模型化N-FET 310、 320、 330和340。 N-FET 310、 320、 330和340
分别具有栅极到源极电容c^、(^2、c^3禾n c^，且进一步分别具有栅极到源极电压vgH、
2、 iV3和iV4。用理想电感器550来模型化电感器350。电路508模型化N-FET 310
的输入阻抗&。
为了简单起见，针对等效电路500进行以下假定
除了每一N-FET的C^之外，所有寄生电容均为可忽略的； 寄生电阻为零；
N-FET的本体效应是可忽略的；且
LNA 140a以小输入信号Vl而在弱非线性区域中操作, 可将电流源510、 520和530的漏极电流表达为
d V "2 i+& i '
等式(7a)
Z =lL.v ，且
等式(7b)
1z 2 3 、
= ^化'VW + g2 ' 3 + +g3 Vs,3 )
等式(7c)
其中^="^3=—v^。为了简单起见，仅考虑N-FET 310和330的非线性，且假定 N-FET 320和340为线性的，如由等式(7b)所指示。
可将等效电路500在弱非线性区域中的输出电流",表达为
等式(8)
其中C"d，…， )为针对!。",的n阶沃特拉核心(Volterra kernei)的拉普拉斯变换， 其常被称为n阶非线性函数； ^-J'"为拉普拉斯变量；
A，…， 为由n阶沃特拉核心所操作的频率；且 "° "表示《的每一频率分量与c""i，…'的复数乘法。
等式(8)针对于常用于非线性分析的沃特拉级数。沃特拉级数包括用于每一阶非
线性的沃特拉核心。n阶非线性对应于项《且产生"个频率分量。n阶沃特拉核心为对 由n阶非线性产生的n个频率分量操作的n个系数的集合。每一沃特拉核心的系数可通
过数学推导或某其它手段来确定。在等式(8)中，三阶沃特拉核心^(^，、，^)确定所 关注的高频下的三阶非线性。可将N-FET 310的栅极到源极电压v^表达为输入电压v!的函数，如下
、i =AO)°vi+42(^X2)°^+^3"1，&,&)，3' 等式(9)
其中ACV…， )为针对Vgil的n阶沃特拉核心的拉普拉斯变换。 N-FET 310基于输入电压v!而产生非线性电流如等式(7a)和(9)所示。！'^ 电流的一部分通过N-FET 320且产生v2电压。v2电压产生通过N-FET 330的非线性电流 &,3，如等式(7c)所示。输出电流z'。^等于z'^电流与&3电流的总和。
可评估等式(8)以确定所有失真分量。所关注的失真分量为影响1IP3的失真分量。
将由N-FET310的三阶非线性产生的失真分量表示为"i。可将由N-FET 330的非线性 产生的失真分量分类如下
《由N-FET310的二阶和三阶非线性产生且衰减^^々倍的失真分量；
^ :由N-FET 310的二阶非线性乘以N-FET 330的二阶非线性产生的失真分量；
以及
A:由N-FET330的三阶非线性产生的失真分量。
在有源后失真线性化的情况下，项^、 A和^是用N-FET 330有源地产生且用于
抵消来自N-FET 310的项。
项^'包括由N-FET310的二阶和三阶非线性产生的失真分量。举例来说，N-FET310 的源极处的二次谐波(2w)可与N-FET310的栅极处的基频(w)混合以产生三阶互调
失真。二次谐波是归因于N-FET310的二阶非线性，其对应于等式(7a)中的项&'v:1。 基频还可归因于N-FET310的三阶非线性(其对应于等式(7a)中的项&'、")而产生 三阶互调失真。来自N-FET310的这些失真分量由N-FET330经由等式(7c)中的g1 'V"3 项而放大，且通过N-FET320和330的组合而衰减"Z^倍。
项^包括由N-FET310和330的二阶非线性产生的失真分量。举例来说，由N-FET 310的二阶非线性产生的二次谐波可与归因于N-FET 330的二阶非线性(其对应于等式
(7c)中的项&'v")的基频混合以产生三阶互调失真。项"包括由N-FET330的三阶非线性产生的失真分量。来自N-FET310的基频可归
因于N-FET 330的三阶非线性(其对应于等式(7c)中的项&'、")而产生三阶互调 失真。
可将N-FET310和330的非线性项表达为
d = g！ 化,52，53) + 2g2' A2(、 s2) + g3车02) 仏)' 等式(IO)
Ml
等式(ll)
等式(12)
等式U3)
其中
A(一
1
等式U4)
，且
等式(15)
a3 (^, &, ^ ) =' V a,2 Cs). i A W i:
等式(16)
等式(14)、 (15)和(16)指示电感器350的电感L,包括于组成^、 ^和A的各 个中间项中。在高频下，电感器350改进由N-FET 310产生的三阶失真的抵消。
在上述等式中，5 = >/"、 ^-7"n 、=>2和^ = 7'"3为不同的紧密间隔的信
号频率，其中"""'-"2-"3，使得厶"="2—"'远小于"'和""将等式(14)、 (15)和(16)代入等式(10)、 (11)、 (12)和(13)中，且假定在CD下共轭匹配，则可
将输出电流!'，中的总的三阶失真JM^表达为"、—1 or3 —
g3'2 yff —or
2
〃'&
1
2 々—or
等式(n)
等式(17)中的服3￡对应于等式(8)中的三阶沃特拉核心C3"，^，A)。
在等式(17)中，第一行中的项表示三阶非线性，第二行中的项表示具有二阶谐波 的二阶非线性，且第三行中的项表示二阶非线性。可选择WB"的值，使得这三个失真分 量尽可能多地抵消，将总的三阶失真最小化，且实现用于LNA140a的最高可能的IIP3。
图6展示说明有源后失真的失真抵消机制的向量图。项《、"和^取决于信号频
率(5 = ^'")、 N-FET的系数gi、 g2和&和退化电感"。项《、A和^在给定频率下
可具有不同振幅和相位，如由用于这三个项的三个向量所示。三个项《、"和^的总
和由虚线向量展示，虚线向量在振幅上应与用于^"的向量相同但在相位上与其相反， 使得总失真最小化。
图4B展示在高频下具有失真抵消的LNA 140a的IIP3的曲线430和不具有失真抵 消的LNA 140a的IIP3的曲线440。对于给定装置宽度和功率消耗，可求解等式(17) 以使三阶失真分量接近零。选择々的值以防止过多增益损失。对于特定示范性设计，将/ 选择为等于8，且1.77的a值提供良好的失真抵消。在高频下使失真最小化的a值可与在 低频下的crft不同。对于高频的不同a是归因于由与二次谐波相互作用的二阶非线性(其 对应于等式(17)中的第二行)产生的失真分量。
LNA 140a的噪声性能通过有源后失真线性化而略有下降。来自N-FET 310的噪声 与来自常规电感性退化的LNA的噪声大致相同。在有源后失真线性化的情况下，由 N-FET 330以栅极感应噪声和漏极噪声的形式产生额外噪声。可通过增加々来减少这两个 额外噪声源，其导致较小增益损失和噪声指数的较小降级。
图7A展示具有有源后失真线性化的LNA140b的实施例的示意图。LNA140b包括 如上文针对图3所描述而耦合的N-FET310、 320和330、电感器350和电容器352。然 而，N-FET 330的漏极直接耦合到输出节点。LNA140b中省略了 N-FET340。 LNA 140b的线性和噪声性能类似于图3中的LNA 140a的线性和噪声性能。省略了 N-FET 340主 要影响用于N-FET 330的负载隔离。
图7B展示具有有源后失真线性化的LNA 140c的实施例的示意图。LNA 140c包括 如上文针对图3所描述而耦合的N-FET310、 320和330、电感器350和电容器352。然 而，N-FET 330的漏极直接耦合到N-FET 320的源极。LNA 140c中省略了 N-FET 340。 LNA 140c的线性和噪声性能类似于图3中的LNA 140a的线性和噪声性能。
图8展示具有有源后失真线性化和多个增益设置的LNA 140d的实施例的示意图。 LNA 140d包括以分别与图3中的N-FET 310、 320、 330和340、电感器350和电容器 352相同的方式而耦合的N-FET810、 820、 830和840、电感器850和电容器852。 LNA 140d进一步包括提供偏置、增益控制和阻抗匹配的额外电路。
用于LNA 140d的偏置电路包括电流源858、 N-FET 860和电阻器862、 864、 866 和868。电流源858使一端耦合到电源VDD且使另一端耦合到N-FET 860的漏极。N-FET 860经二极管连接，且使其源极耦合到电路接地且使其栅极耦合到其漏极。电阻器862 使一端耦合到N-FET 810的栅极且使另一端耦合到N-FET 860的栅极。电阻器864使一 端耦合到N-FET 830的栅极且使另一端耦合到N-FET 860的栅极。用于N-FET 810的偏 置电流是通过(1)由电流源858提供的电流和(2) N-FET 810的宽度与N-FET 860的 宽度的比率来确定的。类似地，用于N-FET 830的偏置电流是通过(1)由电流源858 提供的电流和(2) N-FET 830的宽度与N-FET 860的宽度的比率来确定的。电阻器866 使一端耦合到VDD电源且使另一端耦合到N-FET 820和840的栅极。电阻器868使一端 耦合到电路接地且使 另一端耦合到N-FET 820和840的栅极。电阻器866和868确定用 于N-FET 820和840的栅极偏置电压，其不需要被精确设置。
用于LNA 140d的增益控制电路包括N-FET 870和880、电容器872和电阻器882、 884和886。N-FET 870和880使其源极耦合到N-FET 810的栅极且使其栅极接收两个增 益控制信号。电容器872使一端耦合到N-FET 820和840的漏极且使另 一端耦合到N-FET 870的漏极。电阻器882与884串行耦合。电阻器882使一端耦合到N-FET 880的漏极 且使另一端耦合到电阻器884和886。电阻器884的另一端耦合到N-FET 820和840的 漏极，且电阻器886的另一端耦合到电路接地。
N-FET 810、 820、 830和840形成增益信号路径，N-FET 870形成通过信号路径， 且N-FET 880形成衰减信号路径。基于两个增益控制信号而随着任一给定时刻来选择三 个信号路径中的一者。如果接通N-FET 870且选择通过信号路径，则输入信号通过N-FET 870和AC耦合电容器872到LNA输出。如果接通N-FET 880且选择衰减信号路径，则输入信号通过N-FET 880且被电阻器网络衰减。
输入阻抗匹配电路890耦合于RF输入与N-FET 810的栅极之间。输出阻抗匹配电 路892耦合于RF输出与VoD电源之间。每一阻抗匹配电路可包括一个或一个以上电感 器、电容器、带状线等。匹配电路892还提供用于N-FET 810、 820、 830、 840和880
的偏置电流。
图9展示具有有源后失真线性化的LNA140e的实施例的示意图。LNA140e包括四 个P沟道FET (P-FET) 910、 920、 930和940、电感器950，和电容器952。 P-FET 910 使其源极耦合到电感器950的一端、使其栅极接收输入电压Vi，且使其漏极耦合到P-FET 920的源极。电感器950的另一端耦合到VDD电源。P-FET 920使其栅极接收偏置电压 v^,且使其漏极耦合到输出节点。P-FET 930使其源极耦合到VoD电源、使其栅极耦合 到电容器952的一端，且使其漏极耦合到P-FET940的源极。电容器952的另一端耦合 到P-FET 920的源极。P-FET 940使其栅极接收偏置电压vfc,。,且使其漏极耦合到输出节 点。输出节点提供用于LNA 140e的输出电流
图10展示具有有源后失真线性化的差动LNA 300的实施例的示意图。LNA 300以 类似于图3所示的LNA 140a的方式操作，但LNA 300具有差动电路结构以使得LNA 300 具有额外N-FET 410、 420、 430和440、电感器450和电容器452。 LNA 300接收差动 输入且输出差动输出。N-FET 310的栅极接收输入电压Vl+ (差动输入的第一输入)且 N-FET 410的栅极接收输入电压v广(差动输入的第二输入)。LNA 300具有用于提供差 动输出的两个输出节点1。m+和I。ut-。LNA300的左半部具有与图3中的LNA140a相同的 电路结构且从输出节点1。ut+提供输出电流，且LNA 300的右半部具有是左半部的相 反部分(镜像)的电路结构。LNA300通过使用有源后失真来改进线性，如上文针对LNA 140a所阐释。
N-FET410使其源极耦合到电感器450的一端、使其栅极接收输入电压且使其 漏极耦合到N-FET 420的源极。电感器450的另一端耦合到电路接地。N-FET 420使其 栅极接收偏置电压v^。,且使其漏极耦合到输出节点I。ut-。 N-FET 430使其源极耦合到电 路接地、使其栅极耦合到电容器452的一端，且使其漏极耦合到N-FET440的源极。电 容器452的另一端耦合到N-FET420的源极。N-FET 440使其栅极接收偏置电压vfc,a,且 使其漏极耦合到输出节点I。ut-。输出节点1。ut-提供用于LNA300的输出电流Z。 f.。
图IIA展示差动LNA 301，其具有使用图7A中所示的LNA 140b的电路的差动电 路结构。除了 LNA 301使用以差动形式的LNA 140b之外，以类似于LNA 300的方式来 构造LNA 301。除了 LNA 301具有差动电路结构以使得LNA 301具有额外N-FET 410、420和430、电感器450和电容器452之外，LNA 301以类似于图7A所示的LNA 140b 的方式操作。LNA 301通过使用有源后失真来改进线性，如上文针对LNA 140b所阐释。
图11B展示差动LNA 302，其具有使用图7B所示的LNA 140c的电路的差动电路 结构。除了 LNA 302使用以差动形式的LNA 140c之外，以类似于LNA 300的方式来构 造LNA 302。除了 LNA 302具有差动电路结构以使得LNA 302具有额外N-FET 410、 420 和430、电感器450和电容器452之外，LNA 302以类似于图7B所示的LNA 140c的方 式操作。LNA302通过使用有源后失真来改进线性，如上文针对LNA 140c所阐释。
如上文所述，用于使用有源后失真来线性化有源电路的技术可用于各种类型的有源 电路，例如，放大器、混频器等。用于有源电路的主要信号路径归因于主要信号路径中 的电路元件的非线性而产生失真。辅助信号路径有源地产生用于抵消由主要信号路径产 生的失真分量的失真分量。
本文中所描述的放大器和其它经线性化有源电路可用于各种频率范围，包括基频、 中频(IF)、 RF等。举例来说，这些经线性化有源电路可用于通常用于无线通信的频带， 例如
从824到894 MHz的蜂窝带，
从1850到19卯MHz的个人通信系统(PCS)带，
从1710到1880 MHz的数字蜂窝式系统(DCS)带，
从890到960 MHz的GSM卯O带，
从1920到2170 MHz的国际移动电信2000 (IMT-2000)带，以及
从1574.4到1576.4 MHz的全球定位系统(GPS)带。
本文中所描述的放大器和其它经线性化有源电路可实施于集成电路(IC)、 RF集成 电路(RFIC)、专用集成电路(ASIC)、.印刷电路板(PCB)、电子装置等中。这些经线 性化有源电路还可以各种IC工艺技术来制造，例如，互补金属氧化物半导体(CMOS)、 N沟道MOS (N-MOS)、 P沟道MOS (P-MOS)、双极结晶体管(BJT)、双极CMOS (BiCMOS)、锗化硅(SiGe)、砷化镓(GaAs)等。
提供所揭示实施例的先前描述以使所属领域的任何技术人员能够制作或使用本发 明。所属领域的技术人员将容易明白对这些实施例的各种修改，且可在不脱离本发明的 精神或范围的情况下将本文中所界定的一般原理应用于其它实施例。因此，不希望本发 明限于本文中所展示的实施例，而是将赋予其与本文中所揭示的原理和新颖特征一致的 最广范围。
权利要求
1.一种集成电路，其包含第一晶体管，其电耦合到第一电感器以接收和放大差动输入信号的第一输入；第二晶体管，其电耦合到所述第一晶体管，所述第二晶体管产生第一中间信号且提供差动输出信号的第一输出；第三晶体管，其电耦合到所述第二晶体管且操作以接收所述第一中间信号且产生用于抵消由所述第一晶体管产生的失真分量的失真分量；第四晶体管，其电耦合到第二电感器以接收和放大所述差动输入信号的第二输入；第五晶体管，其电耦合到所述第四晶体管，所述第五晶体管产生第二中间信号且提供所述差动输出信号的第二输出；以及第六晶体管，其电耦合到所述第五晶体管且操作以接收所述第二中间信号且产生用于抵消由所述第四晶体管产生的失真分量的失真分量。
2. 根据权利要求1所述的集成电路，其中所述第一和第二晶体管被耦合为共发共基放 大器对，且所述第四和第五晶体管被耦合为共发共基放大器对。
3. 根据权利要求l所述的集成电路，其中所述第三晶体管操作以产生用于抵消由所述 第一晶体管产生的三阶失真分量的失真分量，且其中所述第六晶体管操作以产生用于抵消由所述第四晶体管产生的三阶失真分量的失真分量。
4. 根据权利要求l所述的集成电路，其进一步包含第七晶体管，其电耦合到所述第二和第三晶体管且操作以提供负载隔离；以及 第八晶体管，其电耦合到所述第六和第五晶体管且操作以提供负载隔离。
5. 根据权利要求1所述的集成电路，其中所述第三晶体管具有电耦合到所述第二晶体 管的漏极的漏极，且其中所述第六晶体管具有电耦合到所述第五晶体管的漏极的漏 极。
6. 根据权利要求1所述的集成电路，其中所述第三晶体管具有电耦合到所述第一晶体 管的漏极的漏极，且所述第六晶体管具有电耦合到所述第四晶体管的漏极的漏极。
7. 根据权利要求l所述的集成电路，其中所述第一、第二和第三晶体管分别具有第一、 第二和第三增益，其中所述第一增益和第二增益通过第一因数而相关，且其中所述 第一增益和第三增益通过第二因数而相关，且其中所述第四、第五和第六晶体管分 别具有所述第一、第二和第三增益。
8. 根据权利要求7所述的集成电路，其中所述第二因数经选择以减少增益损失，且其 中所述第一因数经选择以抵消由所述第一和第四晶体管产生的所述失真分量。
9. 根据权利要求7所述的集成电路，其中所述第二因数大于l，且其中所述第三增益 是所述第一增益的分数。
10. 根据权利要求l所述的集成电路，其中所述第一、第二、第三、第四、第五和第六 晶体管为N沟道场效晶体管(N-FET)。
11. 根据权利要求l所述的集成电路，其中所述第一、第二、第三、第四、第五和第六 晶体管为P沟道场效晶体管(P-FET)。
12. 根据权利要求1所述的集成电路，其中所述第一、第二、第三、第四、第五和第六 晶体管为双极结晶体管(BJT)。
13. 根据权利要求l所述的集成电路，其中所述第一、第二、第三、第四、第五和第六 晶体管形成低噪声放大器(LNA)。
14. 根据权利要求1所述的集成电路，其中所述差动输入信号为码分多址(CDMA)信 号。
15. —种放大器，其包含第一电感器，其操作以提供源极退化；第一晶体管，其具有电耦合到所述第一电感器的源极和接收差动输入信号的第一输入的栅极，所述第一晶体管操作以提供信号放大；第二晶体管，其具有提供差动输出信号的第一输出的漏极和电耦合到所述第一晶体管的漏极的源极，所述第二晶体管操作以产生第一中间信号；第三晶体管，其具有电耦合到所述第二晶体管的所述源极的栅极，所述第三晶体 管操作以接收所述第一中间信号且产生用于抵消由所述第一晶体管产生的失真分 量的失真分量；第二电感器，其操作以提供源极退化；第四晶体管，其具有电耦合到所述第二电感器的源极和接收所述差动输入信号的 第二输入的栅极，所述第四晶体管操作以提供信号放大；第五晶体管，其具有提供所述差动输出信号的第二输出的漏极和电耦合到所述第 四晶体管的漏极的源极，所述第五晶体管操作以产生第二中间信号；以及第六晶体管，其具有电耦合到所述第五晶体管的所述源极的栅极，所述第六晶体 管操作以接收所述第二中间信号且产生用于抵消由所述第四晶体管产生的失真分 量的失真分量。
16.根据权利要求15所述的放大器，其进一步包含-第七晶体管，其具有电耦合到所述第三晶体管的漏极的源极和电耦合到所述第二 晶体管的所述漏极的漏极；以及第八晶体管，其具有电耦合到所述第六晶体管的漏极的源极和电耦合到所述第五 晶体管的所述漏极的漏极。
全文摘要
本发明提供一种具有良好线性和噪声性能的差动放大器(300)，其包括第一侧，所述第一侧包括第一晶体管(310)、第二晶体管(320)、第三晶体管(330)和第四晶体管(340)以及电感器(350)。所述第一晶体管(310)和第二晶体管(320)被耦合为第一共发共基放大器对，且所述第三晶体管(330)和第四晶体管(340)被耦合为第二共发共基放大器对。所述第三晶体管(330)使其栅极耦合到所述第二晶体管(320)的源极，且所述第四晶体管(340)使其漏极耦合到所述第二晶体管(320)的漏极。所述第一晶体管(310)提供信号放大。所述第二晶体管(320)提供负载隔离且产生用于所述第三晶体管(330)的中间信号。所述第三晶体管(330)产生用于抵消由所述第一晶体管(310)产生的三阶失真分量的失真分量。所述电感器(350)提供用于所述第一晶体管(310)的源极退化且改进失真抵消。所述第二晶体管(320)和第三晶体管(330)的尺寸经选择以减少增益损失且实现所述放大器的良好线性。所述差动放大器还可包括第二侧，所述第二侧以类似于所述第一侧的方式起作用。
文档编号H03F1/32GK101647196SQ200880010430
公开日2010年2月10日 申请日期2008年3月28日 优先权日2007年4月5日
发明者弗拉迪米尔·阿帕林, 肯尼斯·查尔斯·巴尼特, 金南秀 申请人:高通股份有限公司