并联放大器的装置和方法

并联放大器的装置和方法
【专利摘要】本公开涉及并联放大器的装置和方法。本文提供具有高负载电流的低失真合成放大器的装置和方法。在某些配置中，合成放大器可以是包括两个或多个放大器的闭环系统，使得一个或多个放大器提供输出电流到负载，而一个或多个放大器可以控制正比于输入电压的输出电压。环路增益可以正比于各个放大器增益和噪声增益网络函数的乘积。以这种方式，合成放大器可以对超出单个放大器的正常负载电流操作的更重负载和负载电流维护低失真。
【专利说明】
并联放大器的装置和方法
技术领域
[0001] 本发明的实施例设及电子系统，更具体地说设及合成放大器。
【背景技术】
[0002] 放大器可W与反馈网络用来向负载提供输出电压和输出电流。负载可W例如是耳 机，和反馈网络可W是电阻分压器。
[0003] 在一个示例中，放大器可W是同时具有反相和同相输入端的高增益运算放大器。 运算放大器可W在闭环系统中使用，W提供输出电压和输出电流。输出电流可W依赖于负 载，输出电压可W正比于输入电压。

【发明内容】

[0004] 在一个实施例中，一种装置包括:具有非反相输入节点和反相输入节点的第一放 大器和第二放大器。该装置还包括:第一导电路径、第二导电路径、第Ξ导电路径、第四导电 路径和第五导电路径。第一导电路径被配置成将第一放大器的输出连接到输出节点。第二 导电路径被配置成将第二放大器的输出连接到输出节点。第Ξ导电路径被配置成提供至少 第一放大器的输出的一部分，作为到所述第二放大器的所述非反相输入节点的输入。第四 导电路径被配置成提供至少第二放大器的输出的一部分，作为到所述第二放大器的反相输 入节点的输入；W及第五导电路径被配置为提供第二放大器的非反相输入和反相输入端之 间导电，其中所述第五导电路径包括至少一个无源元件。
[0005] 该装置可W包括集成电路，其中，第一放大器和第二放大器包括运算放大器的相 同实例，其中第一放大器和第二放大器是集成电路的一部分。
[0006] 第五导电路径可包括至少一个电阻器。第一至第五导电路径的每个可包括至少一 个电阻，W及第五导电路径的电阻可W小于所述第Ξ导电路径和第四导电路径的组合电 阻。第一至第五导电路径的每个可包括至少一个电阻，W及第五导电路径的电阻可W小于 第四导电路径的电阻。
[0007] 第一导电路径、第二导电路径、第Ξ导电路径W及第五导电路径的每个可W包括 至少一个电阻器，其中所述第五导电路径的电阻小于所述第Ξ导电的电阻路径。至少第Ξ 或第四导电路径可W包括不是短接电路的阻抗元件。
[0008] 该装置可W进一步包括配置成确定闭环增益特性的反馈网络。
[0009] 在另一方面，第一放大器进一步经配置W在所述第一放大器的输出节点提供误差 电流。第二放大器进一步被配置为在所述第二放大器的所述输出节点提供缓冲器电流；W 及第一和第二放大器被配置为提供负载电流到电连接到所述第二放大器的所述输出结点 的负载。
[0010] 反馈网络可配置为提供并联反馈。反馈网络可配置为提供小于或等于一的闭环增 益。
[0011] 该装置可W包括音频设备，其中，第一放大器和第二放大器被配置为驱动音频换 能器。
[0012] 在另一个实施例中，一种并联放大器的方法，包括:提供第一放大器的输出信号的 至少一部分到第二放大器的非反相输入端;组合第一放大器的输出和第二放大器的输出， W产生在输出节点的输出信号;和被动在第二放大器的非反相输入端和第二放大器的一个 反相输入端之间传导电流。第一放大器和第二放大器可W是集成电路的运算放大器的相同 实例。
[0013] 该方法可W包括使用至少一个电阻器被动地传导电流。该方法可W包括:使用第 一导电路径、第二导电路径、第Ξ导电路径、第四导电路径和第五导电路径被动地传导电 流，其中所述第五导电路径的电阻小于第Ξ和第四导电路径的组合电阻。
[0014] 该方法可W包括:使用第二放大器的非反相输入端和第二放大器的反相输入端之 间的第一电阻被动地传导电流，和第一电阻的可W小于第一路径和第二条路径的组合电 阻。第一路径在第一放大器的输出端和第二放大器的非反相输入节点之间。第二路径在第 二放大器的输出和第二放大器的反相输入节点之间。
[0015] 该方法可W包括:使用第二放大器的非反相输入端和第二放大器的反相输入端之 间的第一电阻被动地传导电流，和第一电阻可小于第一放大器的输出端和第二放大器的非 反相输入节点之间的路径的电阻。
[0016] 该方法可W包括:第二放大器的非反相输入端和第二放大器的反相输入端之间的 第一电阻的被动地传导电流，和第一电阻可W小于第二放大器的输出端和所述第二放大器 的反相输入节点之间的路径的电阻。
[0017] 该方法可W进一步包括使用所述第一放大器和第二放大器驱动音频换能器。
【附图说明】
[0018] 运些附图和本文中的相关描述经提供W说明本发明的具体实施例，并且不意图是 限制性。
[0019] 图1A是根据本发明的一个实施例的合成放大器的示意图。
[0020] 图1B是根据本发明的一个实施例的合成放大器的Ξ端象征图。
[0021] 图1C是根据本发明的另一个实施例的包括反馈网络的合成放大器的示意图。
[0022] 图2是根据本发明的另一实施例的合成放大器的示意图。
[0023] 图3是根据本发明的另一实施例的合成放大器的示意图。
[0024] 图4A是根据本发明的另一实施例的合成放大器的示意图。
[0025] 图4B是根据本发明的另一实施例的合成放大器的示意图。
[0026] 图5是根据本发明的一个实施例和负载电阻的失真的曲线图。
【具体实施方式】
[0027] 某些实施例的W下详细描述提出了本发明的具体实施例的各种描述。然而，本发 明可许多不同方式来实施，如由权利要求书所定义和所覆盖。在此描述中，参考附图， 其中相同的参考数字可W指示相同或功能相似的元件。
[0028] 放大器可W被用作闭环系统中的增益元件，W提供输入电压的未失真输出电压。 限定输入电压Vin和反馈网络的放大器的输出电压Vo之间的关系的闭环增益可通过比例等 式1给出： 国芳K瑞等式1
[0030] 其中，Ao是放大器增益，β是反馈网络传输功能，其可依靠组件，诸如电阻器、电容 器和类似物。此外，反馈网络传输表达0的倒数被称为噪声增益Gn，和放大器增益Αο和β的乘 积为环路增益Α〇β。环路增益、噪声增益、反馈网络传输表达β在实现稳定的闭环运算放大器 设计中的重要性在参考Jung,Walt,Op Amp Applications 化η化ook.(pp. 23-29)纽约： Elsevier, 2005模拟对话中找到。
[0031] 当放大器增益Ao比较大时，等式1示出输出电压Vo可W是正比于输入电压Vin，和输 出电压Vo具有对放大器增益Ao相对弱的依赖。在运种情况下，输出电压Vo可W相对不失真， 并且可W具有与输入电压Vin相对线性的关系。然而，放大器增益Ao取决于放大器的输出电 流时，而运又取决于负载。当负载变重时，要求相对大的负载电流，则放大器增益Ao可降低， 引起Vo和Vin之间的关系具有对放大器增益Ao的更多依赖。在运种情况下，输出电压Vo可由放 大器增益Ao的非线性特性和其他因素扭曲。
[0032] 因此，放大器增益Ao的限制作为负载电流的函数可W引起失真；和失真可W是对 于某些应用和/或系统是不可接受的。
[0033] 运里提供的是具有相对高的负载电流的低失真合成放大器的装置和方法。在某些 配置中，合成放大器可W是包括两个或多个放大器的闭环系统，使得一个或多个放大器可 W提供大多数的输出电流到负载，而一个或多个其它放大器可W主要控制正比于输入电压 的输出电压。在控制输出电压正比于输入电压，误差电流被提供给内部阻抗W产生误差电 压。此外，相比中等负载的输出电流，该误差电流相对较小。环路增益可W是正比于各个级 联放大器增益和噪声增益网络功能的乘积。在运种方式中，合成放大器可W维护更重的负 载和负载电流的相对低的失真，其超出单个放大器的正常负载电流操作。
[0034] 在某些配置中，放大器可对应于运算放大器(运算放大器）。例如，双运算放大器集 成电路（1C)的二个运算放大器可用于实现合成放大器中。比通常自运算放大器可得，使用 双运算放大器1C或四运放1C的运算放大器可W是成本效益和空间节省策略，用于具有更大 的电流驱动能力执行关于压缩印刷电路板(PCB)的放大器。例如，双运算放大器1C的二运算 放大器可用于实现合成放大器，提供单个运算放大器的输出电流的额定值两倍的低失真。
[0035] 图1A是根据本发明的一个实施例的合成放大器100的示意图。该合成放大器包括： 第一放大器A 106和第二放大器B 108。在图1A中所述的第一放大器A 106和第二放大器B 108被绘制为具有反相输入节点，非反相输入节点和输出节点的理想差分输入放大器。差分 输入放大器的输出电压由放大器增益定乘W在非反转输入节点的电压和在反相输入节点 的电压之间的差。
[0036] 此外，该合成放大器100可包括第一导电路径110,阻抗Z2电连接在第二放大器B 108的输出节点和第一放大器的输出节点之间。第二放大器B 108的输出节点可W是在输出 节点合成放大器100;然而，在其他实施例中，第二导电路径(包括诸如电阻器的元件)可W 存在于第二放大器B 108的输出节点和组合放大器100的输出节点之间。
[0037] 如图1A中所示，该合成放大器100还可W包括具有阻抗Z3A的第Ξ导电路径112、具 有阻抗Z3B的第四导电路径114和具有阻抗Z1的第五导电路径116。第Ξ导电路径112具有电 连接到所述第一放大器A 106和第二节点的输出节点的第一节点。第四导电路径114具有电 连接到所述第二放大器B 108的输出节点和第二节点的第一节点。第五导电路径116具有电 连接到第Ξ导电路径112的第二节点的第一节点和电连接到所述第四导电路径的第二节点 的第二节点114。第二放大器B 108的非反转输入节点也连接到所述第Ξ导电路径112的第 二节点，而第二放大器B 108的反相输入节点被连接到第四导电路径114的第二节点。
[0038] 第一导电路径110、第Ξ导电路径112、第四导电路径114和第五导电路径116可包 括电阻器、电容器和/或电感器来提供应用程序特定响应或行为。在某些实施例中，第一导 电路径110、第Ξ导电路径112、第四导电路径114和第五导电路径116可各自包括具有电阻 量的电阻。
[0039] 合成放大器100可被视为具有非反转输入节点V+、倒相输入节点V-，W及提供输出 电压Vo的输出节点的复合差分放大器。如在图1A中所示，第一放大器的同相输入节点和反 相输入节点A 106是合成放大器100的非反转输入节点V+和反相输入节点V-。此外，第二放 大器B 108的输出节点可W是合成放大器100的输出节点;然而，在其他实施例中，第二导电 路径(包括如电阻器的元件)可存在于第二放大器B 108的输出节点和组合放大器100的输 出节点之间。
[0040] 合成放大器100可W提供相对高的合成放大器增益的优点，具有比单个放大器更 多的输出电流能力。例如，第一放大器A 106可具有最大电流限制IiimA，第二放大器B 108可 具有最大电流限制IiimB。如在图1A中配置，所述第二放大器B 108可W首先在组合放大器 100的输出节点提供高达IiimB的电流处。在第二放大器B 108达到其电流极限之后，第一放 大器A 106可W提供附加的输出电流，在组合放大器100的输出节点合计I limA加11 imB的最大 值。在此配置中，该合成放大器100可W保持一个相对高的开环增益，并同时提供大于IlimB 的电流;进一步，凭借高增益，它可同时在低失真闭环系统工作并向合成放大器100的输出 节点提供大于IiimB的电流的优点。
[0041] 当第一放大器A 106和第二放大器B 108从双包装的匹配运算放大器时，则Iii"B可 W等于IlimA;和最多两个时间，取决于具有阻抗Z2的第一导电路径110的电阻量，极限电流 可提供在合成放大器100的输出节点处。
[0042] 图1B是根据本发明的一个实施例的合成放大器100的Ξ端象征图120。符号图120 示出：组合放大器100可概念性地处理为具有反相输入节点V-、同相输入节点V+W及提供输 出电压Vo的输出节点的差分放大器。
[0043] 图1C是根据本发明的另一个实施例包括反馈网络118的合成放大器150的示意图。 除了它被配置为具有反馈网络118的闭环系统，合成放大器150类似于图1A的合成放大器 100。反馈网络118电连接在提供组合放大器150的输出电压Vo的输出节点和第一放大器A 106的反转节点之间，W提供并联反馈。W运种方式，第一放大器的正相输入节点A 106可W 作为合成放大器150的输入节点操作，并且可W从外部输入102接收输入电压Vin。第二放大 器B 108的输出节点可W作为合成放大器150的输出节点操作，W提供正比于输入电压输入 电压Vin的输出电压Vo。如图1C所示，当负载104适中时，第二放大器B的输出节点可电连接到 负载104。第二放大器B 108还可W向负载104提供大部分负载电流II。当负载104为重(相对 低的阻抗)时，第一放大器A 106还可W提供一些负载电流II。
[0044] 反馈网络118可W是无源元件的网络，例如电连接在第二放大器B 108的输出节点 和所述第一放大器A 106的反相输入节点之间的电阻器、电容器和/或电感器。对于单位增 益配置，反馈网络118可W对应于短路。反馈网络118还可W具有电连接到电源电压或接地 的其他节点。组件的选择和反馈网络118的值的设计可W依赖于应用，并将由本领域的普通 技术人员容易地确定。例如，如何设计用于不同应用的反馈网络118的细节在许多文献中讨 论，如化ng参考（Ibid)。
[0045] 第一放大器A 106可W在第一放大器A 106的输出节点提供误差电流，使得在第二 放大器B 108的非反相和反相节点之间具有也简称为误差电压的微分误差电压Verr。差分误 差电压Verr乘W第二放大器B 108的电压增益AoB引起输出电压Vo。在负载电流II小于第二放 大器B 108的额定电流的中等载荷，第二放大器B 108提供大多数的负载电流II给负载104， 而第一放大器A 106提供误差电流W支持差动误差电压Verr。在其中负载电流II超过第二放 大器B 108的最大负载电流额定值的沉重载荷，第一放大器A 106可W通过第一导电路径 110提供额外的输出电流给负载104。在运种情况下，负载104从第一放大器A 106和第二放 大器B 108接收负载电流。
[0046] 尽管第一放大器A 106和第二放大器B 108被示出，为了便于表述理想的放大器， 模拟设计领域的技术人员可理解附加连接器和放大器的实际问题。例如，第一放大器A 106 和第二放大器B 108可W需要偏置和电源电压，和电源电压可W是单轨或分离轨，并且可W 包括地面、正电源和/或负电源。此外，第一放大器A 106和第二放大器B 108可W具有实际 设计考虑，诸如系统偏移电压、随机偏移电压，W及同相和反相节点之间的输入参考噪声电 压Qbid)。此外，具有上述非理想的电压的第二放大器B108可引起差动误差电压Verr-致于 由第一放大器A 106提供的运些非理想电压和闭环误差电流。
[0047] 图2是根据本发明的另一实施例的合成放大器200的示意图。该合成放大器200类 似于图1C的合成放大器150,除了阻抗是电阻:第一导电路径110具有电阻R2;第Ξ导电路径 112具有电阻器R3A;第四导电路径114具有电阻器R3B;和第五导电路径116具有电阻R1。此 夕h反馈网络118已经换成具有反馈网络传输表达β的反馈网络218。通过比较图1C的合成放 大器150,该合成放大器200的操作是类似的，并且电阻器允许简单的电路分析。
[004引图2的合成放大器200的电路的分析开始于由电阻RUR3A和R3B与第二放大器Β 108形成的内部环路的分析。使用分别具有电阻值Ri、R3A，和R3B的R1、R3A和R3B，用于该内循 环的噪声增益Gn由公式2给出。
[0049]
[0050] 特别是，在图2的结构中，等式2示出了噪声增益Gn可W大于一，而信号增益Gs，如在 参考定义（同上），可W是小于或等于统一。通过在第二放大器B 108的输出叠加输出电压Vo 可由等式3通过微分误差电压Verr和Gn表示。
[0化1] V〇 = Va-VerrXGn 等式 3
[0052] 另外，如图2所示，第二放大器B 108提供了组合放大器200的输出电压Vo。
[0053] 在反馈网络传输表达β和合成放大器增益Aoc而言的该合成放大器200的输
[0054] 出电压Vo的另一个关系可W由公式4对于闭环增益Αα确定。
[0化5]
[0056]在其中所述合成放大器的增益Aoc大的低频率，等式4示出输出电压Vo可由等式5来 近似。
[0060] 另外，对于流动横过电阻器R2的电流Ir2,在它的电阻化方面的方程可W由等式7给出。
[0061]
[0062] 等式7示出流过电阻R2的电流独立于输出电压Vo;或换另一种方式，电阻器R2被电 自举。此外，电流Ir2是独立于负载104。
[0063 ] 从第一放大器A 106的输出节点流动的电流I a由跨越电阻器R2的电流Ir2和流经电 阻R1两端的电流lerr的总和来确定。因为在电阻R1中流动的电流lerr是差分误差电压Verr除 W电阻Rl，电流la的等式可由等式8给出。
[0064]
[0065] 等式8示出电流la是独立于输出电压Vo和独立于负载104。相反的，从第二放大器B 108的输出节点中流动的电流Ib可由等式9中通过负荷电流II和电流la的方面给出。
[0066] Ib = lL-Ia 等式 9
[0067] 公式9示出了当前Ib取决于由负载104所要求的负载电流II。因此，等式9给出第二 放大器B 108可W提供所有或大部分负载电流的概念的数学支撑，而第一放大器A 106提供 错误电流lerr，保持电阻R2、R3A、R3B1和R1电自举。
[0068] 负载可W增加到它导致电流la取决于负载的水平。当运种情况发生时，等式8可W 改写为包括负载依赖性失真函数Verr(Ib)。
[0069]
[0070] 如由等式10所示，由加载第二放大器B 108引起的失真可W由第一放大器A 106补 偿。W运种方式，第一放大器A 106可消除负荷诱导的失真，直到补偿电流达到第一放大器A 106的增益开始减小的水平。
[0071] 除了增加噪声增益Gn，电阻器R3A和R3B可W通过限制到所述第二放大器B 108的 反相和同相输入端的输入电流提供保护。在实际的放大器(例如运算放大器）中，当电连接 到诸如运算放大器的输出的低阻抗节点时，所述非反相和反相输入可由于反向击穿被损 坏。因此，电阻R3A和R3B可W保护第二放大器B 108的反相和同相输入端从第一放大器A 106的低阻抗输出节点和第二放大器B 108的低阻抗输出节点。在一些实施例中，第一放大 器A 106和/或第二放大器B 108的非反相和反相输入不要求从低阻抗节点的保护，任一电 阻R3A、R3B或者两者都可W被排除在外。例如，在一个实施例中，第Ξ导电路径112可W是短 的，而第四导电路径114可包括电阻器R3B。在运种情况下，第二放大器B 108的反相输入端 可w直接连接到输出节点。
[0072] 图3是根据本发明的另一实施例的合成放大器300的示意图。该合成放大器300也 类似于图2的合成放大器200, W外的反馈网络118已被反馈网络318替换。电阻R6被电连接 在地和第一放大器A 106的反相节点之间，而电阻器R5是电连接在合成放大器300的输出节 点和第一放大器A106的反相节点之间。反馈网络318提供反馈网络传输表达β，分别在电阻 R5和R6的电阻Rs和R6的方面。
[0073]
[0074] 尽管图3示出了具有简单反馈318的合成放大器300的一个实施例，其它的是可能 的。由化ng参考(Ibid)提供了各种可能反馈网络的更多细节。
[0075] 图4A是根据本发明的另一实施例的合成放大器400的示意图。该合成放大器400类 似于图2的合成放大器200;然而，其他元件和导电路径包括在第二放大器B 108的输出节点 和所述合成放大器400的输出节点之间。组合放大器400包括第Ξ放大器C1 440至第η个放 大器Cn 442。每个具有电连接到所述第二放大器的输出的同相节点。第Ξ放大器C1 440的 反相节点电连接到所述第Ξ放大器C1 440的输出节点；和第η放大器的Cn 442的反相节点 电连接到第η放大器化442的输出节点。合成放大器400还包括具有电连接到第二放大器B 108的输出结点第一节点和电连接到合成放大器400的输出节点的第二节点的第六导电路 径450。第六导电路径450可包括电阻RB0。该合成放大器400另外包括第屯导电路径452，具 有电连接到第Ξ放大器C1 440的输出节点的第一节点和电连接到合成放大器400的输出节 点的第二节点；第屯导电路径452可包括电阻器RB1。该合成放大器400还可W包括第八导电 路径454,具有电连接到第η放大器的化442的输出节点的第一节点和电连接到合成放大器 400的输出节点的第二节点;第八导电路径454可包括电阻RBn。
[0076] 第Ξ放大器Cl 440至第η放大器Cn 442可操作为平行缓冲器，在其各自的输出节 点提供电流，从而可W共享从负载104所要求的负载电流II。第二放大器B 108的输出节点 到负载104所提供的电流由此减小。例如，第二放大器B 108可W提供负载电流II的一个部 分，而第Ξ放大器C1 440至第η放大器Cn 442可W提供负载电流的剩余部分。W运种方式， 第二放大器B 108可W在更重的负载W较高的增益操作；因此，相比图2中的合成放大器 200,该合成放大器400可W提供在较高的电流水平的低失真。电阻器RB0、RB1至RBn可W支 持电压，提高具有第Ξ放大器C1 440至第η放大器化442的第二放大器B 108之间的电流分 配。
[0077] 虽然图4Α的该合成放大器400示出了并联连接的第Ξ放大器C1 440至第η个放大 器化442; -般多于两个的并联缓冲器可W包括在第Ξ放大器C1 440至第η放大器Cn 442 之间，W及用于第Ξ放大器Cl 440至第η放大器Cn 442的放大器的数量可W在很广泛的范 围变化。
[0078] 在其他配置中，放大器可W是运算放大器(运算放大器）。例如，该合成放大器400 可W使用四运放ICW实现第一放大器A 106、第二放大器B 108、第Ξ放大器C1 440W及第η 放大器Cn 442。W运种方式，在紧凑的印刷电路板(PCB)上，具有四个运算放大器的单个集 成电路可W是成本效益、节省空间的策略，用于实现所述合成放大器400。
[0079] 图4B是根据本发明的另一实施例的合成放大器480的示意图。该合成放大器480类 似于图4A的合成放大器400;然而，附加的组件和导电路径不再配置为缓冲器。相反，包括第 Ξ放大器C1 460至第四放大器的Cn 462的附加放大器现在类似于第二放大器B 108连接。 在第二放大器B 108的输出节点的第Ξ放大器C1 460的连接类似于在第一放大器A 106的 输出节点的第二放大器B 108的连接。例如，该第Ξ放大器C1 460被连接在具有第屯导电路 径412、第八导电路径414和第九导电路径416的局部反馈回路，W和第二放大器B 108连接 在具有第Ξ导电路径112,第四导电路径114和第五导电路径116的局部反馈回路的相同方 法。同样遵循具有从第十一导电路径422、第十二导电路径424和第十Ξ导电路径426的本地 反馈的第四放大器化462。
[0080] 正如图2的合成放大器所讨论的，由于从第二放大器B 108的噪声增益的误差电 压，具有电阻器R2的第一导电路径110可W作为电自举电阻R2操作。通过类推，电连接在第 二放大器B 108的输出与组合放大器480的输出节点之间的第六导电路径470和电连接在第 Ξ放大器C1 460的输出端和合成放大器480的输出节点之间的第十导电路径472可W作为 电自举电阻。例如，该第Ξ放大器C1 460产生在横跨第六导电路径470的电阻器R21电自举 的误差电压，而第四放大器的化462产生横跨第十导电路径472的电阻R22电自举的误差电 压。
[0081] 在相比具有较少放大器的合成放大器的更高负载电流，包括第Ξ放大器C1 460和 第四放大器的Cn 462的其他放大器可W允许合成放大器480具有改进的开环增益，从而降 低失真。例如，当第一放大器A 106、第二放大器B 108、第Ξ放大器C1 460和第四放大器的 Cn 462是从四运放1C匹配的运算放大器，则该合成放大器480可W用高达近四倍每个运算 放大器的电流限制的低失真操作。相比该图1A和1C的合成放大器100和合成放大器150,每 一个额外的放大器和自举电阻延伸低失真工作的范围通过大约等于单个放大器的电流限 制的量，也被称为电流能力。例如，第一放大器A 106与第二放大器B 108可W被配置为提供 至多约电流能力的两倍的低失真操作，而第Ξ放大器C1 460和第四放大器的化462可W提 高或延长低失真操作达近四倍。
[0082] 图5是根据本发明的一个实施例的失真对负载电阻500的试验结果的曲线图。图5 比较使用双运算放大器ADA4841-2对欧姆计负载的Ξ运放应用设计。因为负载电流反比于 负载电阻，横轴也可W表示从左至右增加的负载电流，而负载电阻从10K欧姆减小到10欧 姆。此外，Ξ个曲线的每个表示Ξ个应用设计之一执行的测量，和称作"应用设计"。在第一 应用设计502中，双包运算放大器的只有一个用作从动，W提供类似等式1的关系。在第二应 用设计504中，运两个运算放大器各自用作从动，类似于该第一设计，和每个放大器的输出 被放置在平行配置，W分担负载电流的负担。在第Ξ应用设计506,运两个运算放大器被配 置为类似于在图2所示的实施例。
[0083] 在大于500欧姆的负载电阻，应用设计502-506具有总谐波失真加约-130地的噪声 的类似失真特性。当负载减小（约300欧姆）W及负载电流II增大，第一应用设计502和第二 应用设计504开始表现出更高的失真，因为闭环增益变得强烈依赖于放大器的开环增益。因 为它有并联共享负载的负担的两个放大器，第二应用设计504具有比第一应用设计502稍好 的失真特性。然而，在第一应用设计502和第二应用设计504中，当负载为约300欧姆时，失真 开始增加，因为闭环增益开始变得强烈地依赖于放大器的开环增益。通过比较，第Ξ应用设 计506中，对应于所公开的实施例的示例，保持优良的低失真特性(-130dB)，因为负载减小 到大约30欧姆。因此，如图5所示，合成放大器可W扩展低失真工作到负载，该负载要求超过 个体放大器的电流限制更大的负载电流。
[0084] 应用
[0085] 使用上述方案的设备可W被实现为各种电子设备。电子设备的示例可W包括(但 不限于)消费电子产品、消费者电子产品的零件、电子测试设备等。电子设备的示例也可W 包括光网络或其它通信网络的电路。消费电子产品可包括(但不限于)便携式音频设备、MP3 播放器、智能电话、移动电话、电动耳机、汽车、摄像机、照相机、数码相机、便携式存储器忍 片、洗衣机、干衣机、洗衣机/干衣机、复印机、传真机、扫描仪、多功能外围设备等。此外，电 子设备可W包括未完成的产品，包括那些用于工业、医疗和汽车应用。
[0086] 前面的描述和权利要求中可W指元件或特征为被"连接"或者"禪合"在一起。如本 文中所使用的，除非明确声明，否则"连接"意味着一个元件/特征被直接或间接地连接到另 一个元件/特征，并且不一定是机械连接。同样地，除非明确声明，否则"禪合"意味着一个元 件/特征直接或间接地联接到另一个元件/特征，并且不一定是机械连接。因此，虽然在附图 中所示的各种原理图描绘元件和部件的示例布置，附加的居间的元件、设备、特征或组件可 W存在于实际的实施例中（假设所描绘的电路的功能性没被产生不利影响）。
[0087] 尽管本发明已经在某些实施方案中进行了描述，对本领域的普通技术人员是显而 易见的其他实施方案中，包括不提供本文所阐述的所有特征和优点的实施例，也在本发明 的范围之内。此外，上述的各种实施例可被组合W提供进一步的实施例。此外，在一个实施 例的上下文中所示的某些特征可W被并入其它实施例。因此，本发明的范围仅通过参考所 附权利要求限定。电流额定可W通过设计和规范来定义。
【主权项】
1. 一种装置，包括： 第一放大器； 具有非反相输入节点和反相输入节点的第二放大器； 第一导电路径，配置为连接所述第一放大器的输出端至输出节点； 第二导电路径，配置为连接所述第二放大器的输出到输出节点； 第三导电路径，配置成提供至少第一放大器的输出的一部分，作为到所述第二放大器 的非反相输入节点的输入； 第四导电路径，配置成提供至少第二放大器的输出的一部分，作为到所述第二放大器 的反转输入节点的输入;和 第五导电路径，配置为在第二放大器的非反相输入和反相输入端之间提供电导，其中 所述第五导电路径包括至少无源元件。2. 如权利要求1所述的装置，进一步包括集成电路，其中，第一放大器和第二放大器包 括运算放大器的相同实例，其中所述第一放大器和所述第二放大器是集成电路的一部分。3. 如权利要求1所述的装置，其中，所述第五导电路径包括至少一个电阻器。4. 如权利要求1所述的装置，其中，所述第一导电路径、所述第二导电路径、所述第三导 电路径、所述第四导电路径以及所述第五导电路径的每个包括至少一个电阻器，其中，所述 第五导电路径的电阻小于第三导电路径和第四导电路径的组合电阻。5. 如权利要求1所述的装置，其中，所述第一导电路径、所述第二导电路径、所述第四导 电路径以及所述第五导电路径的每个包括至少一个电阻器，其中所述第五导电路径的电阻 小于第四导电路径的电阻。6. 如权利要求1所述的装置，其中，所述第一导电路径、所述第二导电路径、所述第三导 电路径以及所述第五导电路径的每个包括至少一个电阻器，其中所述第五导电路径的电阻 小于第三导电路径的电阻。7. 如权利要求1所述的装置，其中，所述第三导电路径中的至少一个或所述第四导电路 径包括不是短接电路的阻抗元件。8. 如权利要求1所述的装置，进一步包括配置成确定闭环增益特性的反馈网络。9. 如权利要求8所述的装置，包括： 其中，第一放大器进一步经配置以在所述第一放大器的输出节点提供误差电流； 其中，第二放大器被进一步配置为在所述第二放大器的所述输出结点提供缓冲器电 流;和 其中，第一和第二放大器被配置为提供负载电流到电连接到所述第二放大器的所述输 出结点的负载。10. 如权利要求9所述的装置，其中，所述反馈网络被配置成提供并联反馈。11. 如权利要求10所述的装置，其中，所述反馈网络被配置以提供小于或等于一的闭环 增益。12. 如权利要求1所述的装置，其中，该装置包括音频设备，其中所述第一放大器和所述 第二放大器被配置为驱动音频换能器。13. -种并联放大器的方法，该方法包括： 提供第一放大器的输出信号的至少一部分到第二放大器的非反相输入端； 组合第一放大器的输出和第二放大器的输出，以在输出节点产生输出信号;和 在第二放大器的非反相输入端和第二放大器的一个反相输入端之间被动传导电流。14. 如权利要求13所述的方法，其中，第一放大器和第二放大器包括运算放大器的相同 实例，其中第一放大器和第二放大器是集成电路的一部分。15. 如权利要求13所述的方法，还包括使用至少一个电阻器被动地传导电流。16. 如权利要求13所述的方法，进一步包括:使用第一导电路径、第二导电路径、第三导 电路径、第四导电路径和第五导电路径被动地传导电流，包括至少一个电阻器，其中，第五 导电路径的电阻小于所述第三导电路径和第四导电路径的组合电阻。17. 如权利要求13所述的方法，其中，和在第二放大器的非反相输入端和第二放大器的 反相输入端之间被动传导电流相关联的第一电阻小于第一路径和第二路径的组合电阻，其 中，第一路径在第一放大器的输出端和第二放大器的非反相输入节点之间，和其中，所述第 二路径在第二放大器的输出和第二放大器的反相输入节点之间。18. 如权利要求13所述的方法，其中，与在第二放大器的非反相输入端和第二放大器的 反相输入端之间被动传导电流相关联的第一电阻小于所述第一放大器的输出和第二放大 器的非反相输入节点之间的路径的电阻。19. 如权利要求13所述的方法，其中，与在第二放大器的非反相输入端和第二放大器的 反相输入端之间被动传导电流相关联的第一电阻小于所述第二放大器的输出和反相第二 放大器的输入节点之间的路径的电阻。20. 如权利要求13所述的方法，进一步包括:使用所述第一放大器和所述第二放大器驱 动音频换能器。
【文档编号】H03F1/32GK106059508SQ201610195480
【公开日】2016年10月26日
【申请日】2016年3月31日 公开号201610195480.0, CN 106059508 A, CN 106059508A, CN 201610195480, CN-A-106059508, CN106059508 A, CN106059508A, CN201610195480, CN201610195480.0
【发明人】G·卡斯特罗
【申请人】美国亚德诺半导体公司