高频功率放大器的制作方法

专利名称：高频功率放大器的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种用于放大高频信号的高频功率放大器，并且更具体而 言，本发明涉及一种能够提高功率转换效率的高频功率放大器。
背景技术：
用于进行传输的功率放大器将高频信号的功率放大至所期望的传输功 率水平。在大多数无线电设备中，功率放大器是设备中消耗最大功率的部 件。
功率放大器消耗的功率不仅被转换为高频输出功率，而且功率放大器 消耗的功率也作为热量而耗散(内部损耗)。
相应地，可以通过减少热量耗散来减少功率消耗并提高可靠性。为此， 需要增大功率放大器的功率转换效率并减少内部损耗。
为了满足这一需要，具有能够执行各种高效操作的放大器，例如，F 类放大器。
(常规的F类放大器图7A和图7B) 将参照图7A和图7B描述常规的F类放大器。图7A和图7B是示出了 常规F类放大器的示意性结构的方框图。
如图7A所示，常规的F类放大器包括输入端11、输出端12、输入匹 配电路13、场效应晶体管(FET) 14、输出匹配电路15以及谐波反射电路 (HRC) 16。
输入匹配电路13是用于使FET 14的输入阻抗与输入信号的特性阻抗 ZO相匹配的阻抗变换电路。
此外，输出匹配电路15是用于在基频fD处使FET 14的输出阻抗与特 性阻抗Z0相匹配的阻抗变换电路。
FET 14是用于对输入信号进行放大以便输出所放大的信号的有源器 件。输入信号被施加到栅极端，并且源极端接地。此外，双极晶体管或电子管可替代FET来用作有源器件。
谐波反射电路16连接到FET 14的漏极端。谐波反射电路16具有如下 阻抗特性，即该电路对于基波频率和奇次谐波频率而言是开路的(open), 而该电路对于偶次谐波频率而言是短路的。相应地，FET14的输出端(漏 极端)上的负载阻抗特性在基频处是"匹配的"，在偶次谐波频率处是"短 路的"并且在奇次谐波频率处是"开路的"。
此外，输入信号从输入端11经由输入匹配电路13输入到FET 14的栅 极端。由FET 14放大的信号通过FET 14的漏极端和输出匹配电路15输出 到输出端12。此外，FET 14中生成的奇次谐波被谐波反射电路16反射， 并且随后输入到FET14且也被放大。
接着，参考图8描述F类放大器中的电压和电流的理论波形。图8示 出了 F类放大器中的电压和电流的理论波形。
如图8所示，当图7A所示的放大器的FET 14工作在B类偏置条件下 并且基频的正弦波输入到其中时，理论上，漏极端和源极端之间的电压-时 间波形是仅具有基波和奇次谐波成分的方波。
此外，漏极端和源极端之间的电流-时间波形是仅具有基波和偶次谐波 成分的半波。
在FET14的操作中，当漏极电流流过时漏极电压为零，而当施加漏极 电压时漏极电流为零。相应地，漏极端和源极端之间消耗的功率能够始终 为零。
换言之，如图8所示，当电压和电流时间波形没有相互交迭时，FET14 不消耗功率并且可以防止内部损耗。这是F类放大器的原理。
此外，具有与上述F类放大器的操作相反的放大器。在这种放大器中， 阻抗特性在基频处是"匹配的"，在偶次谐波频率处是"开路的"并且在奇 次谐波频率处是"短路的"。相应地，可以获得与图8中的波形相反的波形。 这种放大器的谐波反射电路反射偶次谐波。同样在这种情况下，当漏极电 流流过时漏极电压为零，而当施加漏极电压时漏极电流为零。相应地，漏 极端和源极端之间消耗的功率同样可以始终为零。
然而，在高频F类放大器具有位于其封装之外的谐波反射电路的情况 下，不仅在基频处而且在二次谐波频率处，需要考虑由FET封装、引线键合等引起的电抗或FET芯片的自身阻抗来设计电路。
存在另一种常规F类放大器，其采用二次谐波频率并且通过消除由FET 或FET封装所引起的各种类型的浮动电抗(floating reactance)的影响来提 高效率。
参照图7B来对使用二次谐波频率提高效率的F类放大器进行介绍。 如图7B所示，该另一种常规F类放大器包括输入端ll、输出端12、
输入匹配电路13、 FET14、输出匹配电路15和谐波反射电路(HRC) 16。 谐波反射电路16是并联在输出匹配电路15和输出端12之间的端接电
路(termination circuit)。谐波反射电路16在输入信号频率处具有高输入阻
抗而在二次谐波频率处具有低输入阻抗。
输入匹配电路13具有在输入信号频率和其二次谐波频率二者处对FET 14的输入阻抗执行共轭匹配的阻抗特性。
输出匹配电路15具有在输入信号频率和其二次谐波频率二者处对FET 14的输出阻抗执行共轭匹配的阻抗特性。那些情况不同于图7A所示的放 大器。
此夕卜，设置在输出匹配电路15后面的谐波反射电路16将在FET 14的 漏极端处生成的双倍频率的波信号(二次谐波)反射至FET 14。相应地， 可以获得近似于方波的电压波形并容易执行高效操作所需要的开关操作。
此外，多尔蒂(Doherty)放大器是用于提高效率的常规放大器之一。
参照图9介绍常规多尔蒂放大器的结构。图9是示出了常规多尔蒂放 大器的结构的方框图。
如图9所示，常规多尔蒂放大器包括输入端1、输出端2、划分器(DV) 4、载波放大电路6、峰值放大电路7、传输线(TL) 8、组合节点9和传输 线(TL) 10。
此夕卜，载波放大电路6包括输入匹配电路61、 FET62和输出匹配电路 63。峰值放大电路7包括输入匹配电路71、 FET72和输出匹配电路73。
划分器4将从输入端1输入的信号划分为两个部分。然后，该信号的 一部分输入到载波放大电路6，该信号的一部分在载波放大电路6中由FET 62放大并经过输出匹配电路63，并且在传输线8中对其进行阻抗变换。
移相器5相应于载波放大电路6对由划分器4划分的信号的另一部分
6进行相位调整。然后，该信号的另一部分输入到峰值放大电路7，在其中该信号的另一部分被FET 72放大并由输出匹配电路73对其进行阻抗变换以便将其输出。
来自传输线8的输出和来自峰值放大电路7的输出在组合节点9处被组合。在传输线10中对所组合的输出信号进行阻抗变换以便与输出负载(未示出)相匹配。然后，输出信号输出至输出端2并连接到输出负载。
载波放大电路6的FET 62被施加AB类偏置。峰值放大电路7的FET72被施加B类或C类偏置。相应地，当FET 72不在低输入电平操作时，仅FET62操作。此外，当使FET62在饱和区域中操作时，即当FET62开始失去其线性时，FET 72开始它的操作，并且将FET 72的输出提供给负载。因此，负载由FET 62和72操作。相应地，在多尔蒂放大器中，即使输出电平低于最大输出电平，也可以获得高效率。
此外，在多尔蒂放大器中使用谐波反射电路来进一步提高效率是公知的。
(现有技术文献)
日本专利特许公开No.2005-204208公开了用于提高效率的常规放大
器o
在上述特许公开中，生成要被放大的基波信号的奇次谐波信号。将生成的奇次谐波信号与要被放大的基波信号组合，从而生成方波信号。该方波信号被有源器件放大。当从有源器件的输出端观察负载侧时，奇次谐波信号的阻抗为无穷大，偶次谐波信号的阻抗为零。相应地，所公开的放大器能够实现高效率。
然而，在常规的F类放大器中，并非总能获得图8所示的理想电压和电流波形。此外，如果放大器件饱和，则存在许多谐波，但是在基频处的输出电平低且所述谐波的输出电平也会降低。这样，谐波反射对效率提高的影响小。
此外，同样在谐波反射电路与常规多尔蒂放大器相组合的放大器中，在基频处的输出电平低且所述谐波的输出电平也会降低，从而减小了谐波反射对效率提高的影响。
此外，在上述特许公开中，虽然奇次谐波注入到放大器的输入中，但偶次谐波却没有注入到其中。

发明内容
鉴于上述内容，本发明提供了一种能够在宽输出范围上获得比使用谐
波反射电路的常规F类放大器更高的效率的高频功率放大器。
此外，本发明提供了一种能够获得比与谐波反射电路组合的常规多尔蒂放大器更高的效率的高频功率放大器。
根据本发明的实施例，提供了一种高频功率放大器，所述高频功率放大器包括用于放大输入的高频信号的放大器件；用于反射从所述放大器件输出的谐波的谐波反射电路；以及设置在所述放大器件的输入端处的谐波生成电路，所述谐波生成电路包括用于将输入的基波信号划分为两个部分的划分器、用于利用所述基波信号的一部分生成二次谐波的谐波生成器、以及用于将由所述谐波生成器生成的所述二次谐波与所述基波信号的另一部分进行组合以向所述放大器件提供组合信号的组合器，其中所述谐波反射电路反射所述二次谐波。
根据本发明的另一个实施例，提供了一种高频功率放大器，所述高频功率放大器包括具有工作在AB类的第一放大器件的载波放大电路和具有工作在B或C类的第二放大器件的峰值放大电路，以将所述载波放大电路和所述峰值放大电路的输出进行组合，所述高频功率放大器包括谐波生成电路和划分设备，所述谐波生成电路包括用于将输入的基波信号划分为两个部分的划分器、用于利用所述基波信号的一部分生成二次谐波的谐波生成器、以及用于将由所述谐波生成器生成的所述二次谐波与所述基波信号的另一部分进行组合的组合器，所述划分设备用于对所述谐波生成电路的输出信号进行划分以产生划分的信号，其中所划分的信号分别输入至所述载波放大电路和所述峰值放大电路，所述载波放大电路包括用于反射从所述第一放大器件输出的二次谐波的谐波反射电路，并且所述峰值放大电路包括用于反射从所述第二放大器件输出的二次谐波的谐波反射电路。
根据本发明的又一个实施例，提供了一种高频功率放大器，所述高频功率放大器包括具有工作在AB类的第一放大器件的载波放大电路和具有工作在B或C类的第二放大器件的峰值放大电路，以将所述载波放大电路
8和所述峰值放大电路的输出进行组合，所述高频功率放大器包括设置在所述载波放大电路的输入端处的谐波生成电路，所述谐波生成电路包括用于将输入的基波信号划分为两个部分的划分器、用于利用所述基波信号的一部分生成二次谐波的谐波生成器、以及用于将由所述谐波生成器生成的所述二次谐波与所述基波信号的另一部分进行组合以向所述载波放大电路提供组合信号的组合器，其中所述载波放大电路包括用于反射从所述第一放大器件输出的二次谐波的谐波反射电路。


根据以下结合附图所给出的具体实施方式
，本发明的目的和特征将变得显而易见，在附图中
图1是示出了根据本发明第一实施例的高频功率放大器(第一放大器)的结构的方框图2是示出了谐波生成器的结构的方框图3示出了第一放大器的输入功率与功率效率之间的关系;
图4是示出了根据本发明第二实施例的高频功率放大器(第二放大器)的结构的方框图5是示出了根据本发明第三实施例的高频功率放大器(第三放大器)的结构的方框图6示出了第二放大器和第三放大器的输入功率与功率效率之间的关
系；
图7A和图7B是示出了常规F类放大器的示意性结构的方框图；图8示出了F类放大器的电压和电流的理论波形；以及图9是示出了常规多尔蒂放大器的结构的方框图。
具体实施例方式
以下，将会参照构成本发明一部分的附图详细描述本发明的实施例。根据本发明实施例的高频功率放大器包括用于生成谐波的谐波生成器和用于调整从谐波生成器输出的谐波的相位和幅度的矢量调节器，所述谐波生成器和矢量调节器位于具有谐波反射电路的放大器的输入端处。经矢量调节的谐波与具有谐波反射电路的放大器的输入信号相组合。相应地，可以增大放大器的谐波输出电平并且进一步增大输出的谐波反射电平。此外，可以减少电压和电流波形的交迭并提高功率效率。
此外，根据本发明实施例的高频功率放大器包括位于划分器之前的用于生成谐波的谐波生成器和用于调整谐波的相位和幅度的矢量调节器，所
述划分器用于对输入至多尔蒂放大器中的载波放大电路和峰值放大电路7的输入信号进行划分。经矢量调节的谐波与载波放大电路和峰值放大电路的输入信号相组合。相应地，可以增大具有谐波反射电路的多尔蒂放大器的谐波输出电平。这样，可以增大输出的谐波反射电平，从而提高效率。
(第一实施例图l)将参照图1描述根据本发明第一实施例的高频功率放大器。图1是示出了根据本发明第一实施例的高频功率放大器(第一放大器)的结构的方框图。
如图1所示，该第一放大器包括输入端1、输出端2、放大器20以及作为第一放大器特征的谐波生成电路3。从输入端1输入的输入信号通过谐波生成电路3输入到放大器20中并且随后被放大。然后，将放大的信号输出至输出端2。
在这种情况下，放大器20是图7A所示的常规高频功率放大器。该放大器20包括输入端11、输入匹配电路13、 FET (放大器件)14、输出匹配电路15、谐波反射电路16和输出端12。该输入匹配电路13在基频处执行匹配。
该放大器20的谐波反射电路16是在基频处具有高输入阻抗而在二次谐波频率处具有低输入阻抗的高频端接电路。
优选地，考虑线路上的损耗，将该谐波反射电路插入在与放大器件相邻的位置处，但是具有的限制比常规F类放大器的限制少。此外，当使用高输出放大器件时，可以使用内部匹配电路的二次谐波反射特性。(谐波生成电路)
将详细描述作为第一放大器特征的谐波生成电路3。
该谐波生成电路3是用于对在放大器20中生成的谐波进行放大的电路。该谐波生成电路3包括划分器31、谐波生成器32、可变移相器33、可变衰减器34、延迟线35和组合器36。
划分器31对从输入端1输入的输入信号进行划分。
谐波生成器32生成谐波。在第一放大器中，该谐波生成器32生成二次谐波。
该可变移相器33调整在谐波生成器32中生成的二次谐波的相位。该可变衰减器34调整在谐波生成器32中生成的二次谐波的幅度。此外，可变移相器33和可变衰减器34与用于对生成的二次谐波进行
矢量调整的矢量调节器相对应。可以以相反的次序布置所述可变移相器33
和可变衰减器34。
可变移相器33和可变衰减器34对在谐波生成器32中生成的二次谐波
的相位和幅度进行调整，使得它们与在放大器20中生成的二次谐波的相位
和幅度的关系最优。而且，可变移相器33和可变衰减器34对基波和二次
谐波之间的相位差和幅度水平的比值进行最优调整。
延迟线35使来自划分器31的输入信号(基波)延迟了在谐波生成器
32、可变移相器33和可变衰减器34中的处理时间。
此外，组合器36将所延迟的基波信号与从可变衰减器34输出的二次
谐波进行组合以便具有调整的相位和幅度。然后，组合器36向放大器20
提供组合波。
如上所述，谐波生成电路3是具有简单结构的模拟电路，并且包括用于调整基波和二次谐波间的相位差和幅度水平的比值的矢量调节电路。相应地，可以精确地调整放大器20所需要的谐波的输出电平和相位，并且可以在放大器20中执行高效放大操作。
此外，虽然在这一实施例中使用了用于调整相位的可变移相器33和用于调整幅度的可变衰减器34，但是可以通过使用任意其他调整相位和幅度的方法来实现用于调整在谐波生成器32中生成的谐波的相位和幅度的调节器。
特别地，在第一放大器中，对在生成的谐波当中的具有高电平的二次谐波给予关注。该二次谐波注入到放大器的输入中并且在其输出中被谐波反射电路无损反射。相应地，第一放大器具有提高的效率。(放大器20的其他结构)放大器20可以采用图7B所示的放大器。
在这种情况下，设置在FET 14的输入端处的输入匹配电路13具有在 基波频率和其二次谐波频率二者处对FET 14的输入阻抗执行共轭匹配的阻 抗特性。此外，设置在FET 14的输出端处的输出匹配电路15具有在基波 频率和其二次谐波频率二者处对FET 14的输出阻抗执行共轭匹配的阻抗特 性。
如上所述，当使用图7B所示的放大器作为放大器20时，输入匹配电 路在基频和二次谐波频率二者处执行匹配。相应地，虽然注入了来自谐波 生成电路3的小的二次谐波，但这是足够的并且放大器可具有进一步提高 的效率。
(第一放大器的操作)
参照图1和图7A介绍第一放大器的操作。
将从输入端1输入的基波信号输入到谐波生成电路3中。该信号被谐 波生成电路3的划分器31划分为两个部分。然后，基波信号的一部分输入 至谐波生成器32以便生成具有两倍基频的二次谐波。
分别通过可变移相器33和可变衰减器34调整所生成的二次谐波的相 位和幅度。然后，该二次谐波输入到组合器36。
延迟线35延迟由划分器31所划分的基波信号的另一部分，以便具有 延迟的相位。然后，该另一部分输入到组合器36并且与经矢量调节的二次 谐波进行组合。
组合器36将基波与经矢量调节的二次谐波的组合信号提供给放大器20。
在放大器20中，该组合信号经由输入匹配电路13输入到有源器件的 FET14中并且随后被放大。然后，该放大的信号输出到输出端12。
由于组合信号包括二次谐波，所以在FET 14的漏级端生成的二次谐波 具有比常规情况更高的电平。相应地，虽然FET具有低的谐波增益或FET 在有更少谐波的情况下具有低的输出功率，但是放大器仍能有效地操作。
此外，由于谐波反射电路反射二次谐波而不反射基波，所以可以增大 输出的谐波反射电平。此外，可以减少电压和电流波形的交迭，从而提高 效率。(谐波生成器32的结构图2)
接下来，参照图2来介绍谐波生成器32的结构。图2是示出了谐波生 成器32的结构的方框图。
如图2所示，谐波生成器32包括串联连接的输入端101、输入匹配电 路103、 二极管104、输出匹配电路105和输出端102。
二极管104放大输入信号并且生成二次谐波。该二极管104可以用能 够生成谐波的FET等进行替换。
输入匹配电路103是用于在基频处执行匹配以便对输入信号进行无损 传输的阻抗变换电路。
此外，输出匹配电路105是用于在谐波频率处执行匹配以便输出从二 极管104生成的二次谐波而没有不必要的损耗的阻抗变换电路。
输入匹配电路103和输出匹配电路105包括诸如微带线之类的传输线、 诸如电容器或线圈之类的电路设备或者具有它们的组合的电路。
从谐波生成器32的输入端101输入的输入信号由输入匹配电路103阻 抗变换并且被二极管104放大以生成二次谐波。
具有二次谐波的信号由输出匹配电路105阻抗变换。然后，具有高电 平二次谐波的信号输出到输出端102。
此外，谐波生成电路3的可变移相器33和可变衰减器34对信号的相 位和幅度进行调整。然后，组合器36将该信号与基波进行组合，并且组合 信号输出到放大器20。
(第一放大器的特性图3)
接下来，参照图3介绍第一放大器的特性。图3示出了第一放大器的
in入功率与功率效率之间的关系。
在图3中，实线代表具有谐波反射电路的常规放大器的特性，而虚线 代表二次谐波注入到输入信号中的第一放大器的特性。
如图3所示，第一放大器在从低输入功率到高输入功率的宽范围内展 现出比具有谐波反射电路的常规放大器更高的效率。说到原因，在第一放 大器中，二次谐波被注入到输入信号中，从而增大了二次谐波输出电平。 由于在第一放大器中也使用了谐波反射电路，因此可以对输入相位或电流 波形进行优化并且减少电压和电流波形的交迭，从而进一步提高了效率。(第一实施例的效果) 在根据本发明第一实施例的具有谐波反射电路的高频功率放大器(第
一放大器)中，用于生成二次谐波的谐波生成器32、用于调整所生成的二 次谐波的相位的可变移相器33和用于调整二次谐波的幅度的可变衰减器34 设置在放大器20的输入端处。二次谐波被注入到输入的基波信号中，并且 将它们进行组合以生成组合信号。该组合信号输入到放大器20中，以便被 放大。此外，二次谐波被放大器20的谐波反射电路16反射并且随后被输 入到FET14中。相应地，有提高二次谐波反射电平、减少电压和电流波形 的交迭以及提高效率的效果。
此外，在第一放大器中，所注入的谐波是具有高电平的二次谐波。这 样，有进一步提高效率的效果。
此外，在常规放大器中，需要控制谐波反射电路以便调整谐波的相位 和幅度。相应地，存在如下令人不安的可能性，即电路尺寸增大。然而， 在第一放大器中，可以调整输入到谐波生成电路3的二次谐波的相位和幅 度，这样通过调整可变移相器33和可变衰减器34而使它们与在放大器20 的FET中生成的二次谐波的相位和幅度的关系最优。这样，具有利用简单
结构进一步提高效率的效果。
此外，放大器20可以采用图7B所示的放大器，以便在二次谐波频率
处执行匹配。相应地，可以降低注入到输入信号中的二次谐波电平。这样， 有进一步提高功率转换效率的效果。
此外，虽然在这一实施例中介绍了用于注入二次谐波的结构，但是还 可以通过注入四次(或更高次)偶次谐波来进一步减少电流和电压波形的 交迭。在这样的情况下，可以将用于生成四次(或更高次)谐波的谐波生 成电路与图1所示的谐波生成电路3并联排列。由于用于生成二次和四次 (或更高次)谐波的各个谐波生成电路具有相同的结构，因此优选改变所 生成谐波的频率。
(第二实施例图4) 将参照图4描述根据本发明第二实施例的高频功率放大器。图4是示 出了根据本发明第二实施例的高频功率放大器(第二放大器)的结构的方 框图。如图4所示，在第二放大器中，多尔蒂放大器的载波放大电路6和峰 值放大电路7中的每一个内都包括用于反射二次谐波的谐波反射电路。此 外，用于将二次谐波注入到输入信号中的谐波生成电路3设置在多尔蒂放 大器的前面。
具体而言，第二放大器包括输入端l、谐波生成电路3、划分器4、移 相器5、载波放大电路6、峰值放大电路7、传输线8和10以及组合节点9。 由于划分器4、移相器5、传输线8、组合节点9和传输线10与图9所示的 常规多尔蒂放大器中的那些相应部件具有相同的结构，所以省略了对它们 的描述。
由于作为第二放大器的特征的谐波生成电路3与图1所示的谐波生成 电路3具有相同的结构，所以参照图l进行介绍。
如图1所示，第二放大器的谐波生成电路3包括划分器31、延迟线35、 谐波生成器32、可变移相器33、可变衰减器34和组合器36。此外，利用 输入信号的基波生成二次谐波。调整所生成的二次谐波的相位和幅度。然 后，将二次谐波与基波进行组合。这样，具有高电平二次谐波的组合信号 被输出到划分器4。
此外，谐波生成电路3的谐波生成器32与图2所示的谐波生成器具有 相同的结构。谐波生成器32包括输入端101、输入匹配电路103、 二极管 104、输出匹配电路105和输出端102。
第二放大器的谐波生成电路3对在多尔蒂放大器中生成的二次谐波进 行放大。可变移相器33和可变衰减器34执行矢量调节，使得注入到谐波 生成电路3中的二次谐波的相位和幅度与在多尔蒂放大器中生成的二次谐 波的相位和幅度的关系最优。
载波放大电路6包括输入匹配电路61、 FET (载波放大器件)62和输 出匹配电路63，这些部件与图9所述的常规多尔蒂放大器的那些部件相同， 并且载波放大电路6还包括作为第二放大器特征的谐波反射电路64。
此外，峰值放大电路7包括输入匹配电路71、 FET (峰值放大器件) 72和输出匹配电路73，这些部件与常规多尔蒂放大器的那些部件相同，并 且峰值放大电路7还包括作为第二放大器特征的谐波反射电路(HRC) 74。 与常规多尔蒂放大器相同的那些部件的描述将被省略。
15载波放大电路6的谐波反射电路64和峰值放大电路7的谐波反射电路 74中的每一个均具有反射二次谐波而不影响基波的阻抗特性。优选地，考 虑线路上的损耗，将谐波反射电路64和谐波反射电路74插入在与放大器 件相邻的位置处，但是具有的限制比常规F类放大器的限制少。此外，当 使用高输出放大器件时，可以使用内部匹配电路的二次谐波反射特性。 (第二放大器的操作)
参照图4和图1介绍第二放大器的操作。
在第二放大器中，从图4的输入端1输入的基波信号输入到谐波生成 电路3。谐波生成电路3的划分器31将基波信号划分为两个部分。然后， 将基波信号的一部分输入至谐波生成器32以生成具有两倍基频的二次谐 波。
可变移相器33和可变衰减器34分别调整所生成的二次谐波的相位和 幅度。然后，将二次谐波输入至组合器36。
谐波生成电路3的划分器31所划分的基波信号的另一部分被延迟线35 延迟。然后，所述另一部分被输入至组合器36并且与经矢量调节的二次谐 波相组合。组合信号输出至图9的多尔蒂放大器的划分器4。
此外，输入至载波放大电路6的信号被放大并且经由传输线8输出到 组合节点9。经由移相器5输入至峰值放大电路7的信号被放大并且输出到 组合节点9。在组合节点9组合这些信号后，组合后的信号经由传输线10 输出到输出端。
也就是说，在第二放大器中，输入到多尔蒂放大器的载波放大电路6 和峰值放大电路7的信号具有高电平二次谐波。相应地，可以增大二次谐 波的输出电平并且进一步增大被载波放大电路6和峰值放大电路7的谐波 反射电路64和74反射到FET 62和72的二次谐波反射电平。此外，可以 减少电压和电流波形的交迭并且提高功率效率。
此外，随后将参照图6描述第二放大器的特性。 (第二实施例的效果)
在根据本发明第二实施例的高频功率放大器(第二放大器)中，用于 生成二次谐波的谐波生成器32、用于调整生成的二次谐波的相位的可变移 相器33和用于调整二次谐波的幅度的可变衰减器34设置在多尔蒂放大器
16输入端处。二次谐波注入到输入信号中并且它们组合在一起以生成组合信
号。组合信号输入至多尔蒂放大器以增大FET的谐波输出电平。此外，多 尔蒂放大器的载波放大电路6和峰值放大电路7分别包括谐波反射电路64 和74以便反射高电平二次谐波，从而增大二次谐波反射电平。这样，有减 少电压和电流波形的交迭和提高效率的效果。
此外，可以调整在谐波生成电路3中输入到基波中的二次谐波的相位 和幅度，这样通过调整谐波生成电路3的可变移相器33和可变衰减器34 使它们与在多尔蒂放大器中生成的二次谐波的相位和幅度的关系最优。这 样，有利用简单结构进一步提高效率的效果。
此外，在常规放大器中，需要控制谐波反射电路，以便调整二次谐波 的相位和幅度。而且，需要调整输出匹配电路。难以同时执行基波匹配和 二次谐波匹配。然而，在第二放大器中，由于二次谐波被注入到输入信号 中并且可变移相器33和可变衰减器34调整二次谐波的相位和幅度，因此 有容易地同时执行基波匹配和二次谐波匹配的效果。
此外，当提供并联于图4所示的谐波生成电路3的、用于生成四次或 更高次偶次谐波的谐波生成电路并且将四次或更高次偶次谐波注入到多尔 蒂放大器的输入时，有进一步提高效率的效果。 (第三实施例图5)
接下来，将参照图5描述依据本发明第三实施例的高频功率放大器。 图5是示出了根据本发明第三实施例的高频功率放大器(第三放大器)的 结构的方框图。
与第二放大器相同，第三放大器包括用于将二次谐波注入到多尔蒂放 大器中的谐波生成电路。然而，第三放大器不同于第二放大器之处在于 二次谐波仅注入到载波放大电路的输入中。
如图5所示，在第三放大器中，在载波放大电路6的输入端处提供谐 波生成电路3，并且载波放大电路6包括谐波反射电路64。
第三放大器的谐波生成电路3具有与第二放大器的谐波生成电路3相 同的结构。二次谐波被注入到载波放大电路6的输入信号中。在第三放大 器的谐波生成电路3中，可变移相器33和可变衰减器34调整所注入的二 次谐波的相位和幅度，这样它们与在载波放大电路6中生成的二次谐波的相位和幅度的关系最优。
在多尔蒂放大器中，在峰值放大电路7中执行高效操作并且峰值放大
电路7工作一个短的时间段。相应地，峰值放大电路7的效率对总效率具 有小的影响。
第三放大器利用上述事实并且第三放大器具有其中二次谐波仅注入到 载波放大电路6的结构。峰值放大电路7的谐波反射电路并非是必需的。 此外，与第二放大器相比，可以减小注入二次谐波所需要的功率。
此外，当谐波仅注入到载波放大电路6中时，峰值放大电路7可以包 括谐波反射电路。
(第二放大器和第三放大器的特性图6)
接下来，参照图6介绍第二放大器和第三放大器的特性。图6示出了 第二放大器和第三放大器的输入功率与功率效率之间的关系。
在图6中，实线代表常规多尔蒂放大器的特性，而虚线代表其中二次 谐波被注入到载波放大电路和峰值放大电路的每一个输入信号内的第二放 大器的特性。此外，短划线代表二次谐波仅注入到载波放大电路的输入信 号中的第三放大器的特性。
如图6所示，第二放大器和第三放大器二者在从低输入功率到高输入 功率的宽范围内展现出比常规多尔蒂放大器更高的效率。特别地，可以从 图6中看出在仅有载波放大电路6操作的输入电平处，第三放大器展现 出比第二放大器更高的效率。在开始峰值放大电路7的操作的电平处，效 率稍微有些降低，但对总效率的影响小。 (第三实施例的效果)
在根据本发明第三实施例的具有谐波反射电路的高频功率放大器(第 三放大器)中，用于生成二次谐波的谐波生成器32、用于调整生成的二次 谐波的相位的可变移相器33以及用于调整二次谐波的幅度的可变衰减器34 设置在载波放大电路6的输入端处。二次谐波被注入到输入信号中并且它 们组合在一起，从而生成组合信号。组合信号输入至载波放大电路6，从而 增大了 FET的谐波输出电平。此夕卜，载波放大电路6包括谐波反射电路64， 以反射由FET62放大的高电平二次谐波，从而增大了二次谐波反射电平。 这样，有减少电压和电流波形交迭以及提高效率的效果。
18此外，在第三放大器中，二次谐波仅被注入到载波放大电路6中。相
应地，第三放大器可以具有比第二放大器更为简单的结构。此外，可以减 小生成要被注入的二次谐波所需的功率。特别地，可以在仅有载波放大电
路6工作的宽输入电平范围内进一步提高效率。
此外，作为另一种结构，当谐波注入到载波放大电路6和峰值放大电 路7二者中时，尽管未在图中示出，但是除了图4所示的第二放大器的结 构外，可以在图5所示的第三放大器中的移相器5和峰值放大电路7之间 插入额外的谐波生成电路。在这种情况下，当改变注入电平以进一步提高 效率时，谐波被注入到载波放大电路6和峰值放大电路7中的每一个。 本发明可应用于能够提高功率转换效率的高频功率放大器。 尽管已经结合实施例示出和描述了该发明，但是本领域技术人员应该 理解可以在不背离由所附权利要求限定的本发明的范围的情况下做出各 种改变和修改。
权利要求
1、一种高频功率放大器，包括用于放大输入的高频信号的放大器件；用于反射从所述放大器件输出的谐波的谐波反射电路；以及设置在所述放大器件的输入端处的谐波生成电路，所述谐波生成电路包括用于将输入的基波信号划分为两个部分的划分器、用于利用所述基波信号的一部分生成二次谐波的谐波生成器、以及用于将由所述谐波生成器生成的所述二次谐波与所述基波信号的另一部分进行组合以向所述放大器件提供组合信号的组合器，其中所述谐波反射电路反射所述二次谐波。
2、 如权利要求1所述的高频功率放大器，其中所述谐波生成电路进一 步包括调节器，所述调节器用于调整由所述谐波生成器生成的所述二次谐 波的相位和幅度以便将具有调整后的相位和幅度的二次谐波与所述基波信 号的所述另一部分进行组合。
3、 如权利要求1所述的高频功率放大器，其中所述谐波生成器包括输 入匹配电路和输出匹配电路，以便谐波生成设备适当地生成谐波。
4、 一种高频功率放大器，所述高频功率放大器包括具有工作在AB类 的第一放大器件的载波放大电路和具有工作在B或C类的第二放大器件的 峰值放大电路，以将所述载波放大电路和所述峰值放大电路的输出进行组 合，所述高频功率放大器包括谐波生成电路，所述谐波生成电路包括用于将输入的基波信号划分为 两个部分的划分器、用于利用所述基波信号的一部分生成二次谐波的谐波 生成器、以及用于将由所述谐波生成器生成的所述二次谐波与所述基波信 号的另一部分进行组合的组合器；以及划分设备，所述划分设备用于对所述谐波生成电路的输出信号进行划 分以产生划分的信号，其中将所述划分的信号分别输入至所述载波放大电路和所述峰值放大 电路，所述载波放大电路包括用于反射从所述第一放大器件输出的二次谐波 的谐波反射电路，并且所述峰值放大电路包括用于反射从所述第二放大器件输出的二次谐波 的谐波反射电路。
5、 如权利要求4所述的高频功率放大器，其中所述谐波生成电路进一 步包括调节器，所述调节器用于调整由所述谐波生成器生成的所述二次谐 波的相位和幅度以便将具有调整后的相位和幅度的二次谐波与所述基波信 号的所述另 一部分进行组合。
6、 如权利要求4所述的高频功率放大器，其中所述谐波生成器包括输 入匹配电路和输出匹配电路，以便谐波生成设备适当地生成谐波。
7、 一种高频功率放大器，所述高频功率放大器包括具有工作在AB类 的第一放大器件的载波放大电路和具有工作在B或C类的第二放大器件的 峰值放大电路，以将所述载波放大电路和所述峰值放大电路的输出进行组 合，所述高频功率放大器包括设置在所述载波放大电路的输入端处的谐波生成电路，所述谐波生成 电路包括用于将输入的基波信号划分为两个部分的划分器、用于利用所述 基波信号的一部分生成二次谐波的谐波生成器、以及用于将由所述谐波生 成器生成的所述二次谐波与所述基波信号的另一部分进行组合以向所述载 波放大电路提供组合信号的组合器，其中所述载波放大电路包括用于反射从所述第一放大器件输出的二次 谐波的谐波反射电路。
全文摘要
高频功率放大器包括用于放大输入的高频信号的放大器件；用于反射从所述放大器件输出的谐波的谐波反射电路；以及设置在所述放大器件的输入端处的谐波生成电路，所述谐波生成电路包括用于将输入的基波信号划分为两个部分的划分器、用于利用所述基波信号的一部分生成二次谐波的谐波生成器、以及用于将由所述谐波生成器生成的所述二次谐波与所述基波信号的另一部分进行组合以向所述放大器件提供组合信号的组合器，其中所述谐波反射电路反射所述二次谐波。
文档编号H03F1/02GK101510758SQ20091013077
公开日2009年8月19日 申请日期2009年2月12日 优先权日2008年2月12日
发明者世良泰雄, 中村学, 伊藤太造, 大久保阳一, 川锅史壮, 野岛俊雄 申请人:株式会社日立国际电气