专利名称：在无线通信装置中使用的集成功率放大器的制作方法
技术领域：
本发明的实施例总体涉及功率放大电路，更具体地讲，涉及在无线通信装置(例如，移动装置)中使用的集成功率放大器。
背景技术：
移动手持设备中的功率放大器通常是独立的结构，这是因为在用于剩余的通信电路的低成本CMOS工艺(或结构)中，难以同时实现高功率、高效率和高线性。由于在移动手持设备中功率放大器对电池功率消耗很大，因此，在典型操作所需的不同功率水平，在电路中功率放大器的效率应该被最大化。然而，通常，单一路径的功率放大器为了增加的效率而牺牲线性，并且仅在峰值输出水平被认为有效率。相反，杜赫提(Doherty)放大器结构(这里也被简称为"Doherty放大器")通过动态改变被该放大器的部分认出的负载，在比最大输出功率低的水平允许增加的效率。 Doherty放大器包括主(载波)放大器，该主放大器与一个或多个辅助(峰值)放大器被并行地布置。在Doherty放大器的操作中，调制的负载迫使载波放大器尽快达到其最大电压摆动，从而导致更大的效率。峰值放大器随着到Doherty放大器的输入电平上升而逐渐开启。在主路径的输出的四分之一波变换器(quarter wave transformer)防止载波放大器的电压摆动变得太大。因此，没有牺牲线性地保持了效率。 图1示出Doherty放大器的一般构造，该Doherty放大器包括并行的载波放大器101和峰值放大器102。如图1所示，功率分配器105在各个路径之间均匀地划分功率，同时，四分之一波变换器103用于协助对载波放大器101负载阻抗进行调制。为了均衡路径延迟，另外的四分之一波变换器104被布置在峰值放大器102之前。 —般通过偏置晶体管来实现Doherty放大器结构中的峰值放大器的逐渐"开启"，从而偏置晶体管在阈值电压电平之下运行，以使合适的电流流过，偏置点被为C级。由于C级放大器的减小的导通角，C级放大器贡献了大量的非线性。在典型的非线性工艺(或结构)(例如，C0MS)中，由于在现代无线通信标准中严格的线性和功率需求，放大器的这种非线性操作是不允许的。此外，通过在过低的输入功率下调制负载并因此防止载波放大器达到最大电压摆动，更高的偏置点降低了 Doherty放大器的效率。因此，自适应偏置的概念是在低于最大输出功率水平的输出功率水平(该水平通常被称为退避(back-off)水平)下不牺牲当前的消耗或效率的情况下，来提高线性的有吸引力的方式。
异质结双极晶体管(HBT)统治了功率放大器市场。当输入功率由于温度效应增加时，双极结晶体管中的自偏置效应降低装置的输入阻抗。如在"用于移动手持设备应用的Doherty线性功率方文大器，，("Doherty Linear PowerAmplifiers for Mobile Handset
5Applications'', Kim et al. ， IEEE Proceedings ofAsia-Pacific Microwave Conference2006)中阐述的那样，这种阻抗改变的一个优点是存在采用动态不平坦功率驱动的可能性。在该拓扑下，如图2所示，图1示出的一般Doherty放大器构造的体积大的功率分配器105从设计中被去除，并被另外的沿每条路径的90度或大约90度线替换，以获得这种效果的优点，当输入功率增加时将更多的电流推送到更有效率的峰值放大器。尽管可以在牺牲效率的情况下以逐渐增加的偏置来模仿期望的效果，但是已经显示在CMOS晶体管中会发生相反的效果。如图2所示，载波放大器201和峰值放大器202现在分别通过四分之一波变换器204和半波变换器205进行操作。此外，如图2所示，四分之一波变换器203在图1中的载波放大器之后。 尽管不平坦功率驱动在效率方面有吸引力，但是由于传输线不可行从而在蜂窝频率上布局面积不能显著减小，因此必须使用集总元件(lumpedelement)的等同物。通常，(例如，制作四分之一波变换器的)无源元件的汇集(collection)被称为集总元件等效电路。此外，在CM0S工艺(或结构)中，线性问题(complication)使得必须在牺牲期望的效率增益时实现动态不平坦功率驱动不再有吸引力。在CM0S中的另一问题是与主要的功率放大器技术相比低的击穿电压。该不足导致几种拓扑选择，尤其是不同的栅地阴地(cascode)结构。通常，差分操作所必须的输出和输入平衡-不平衡变换器(bal皿)为大的片上结构。除了两个集总元件四分之一波变换器必须用于Doherty放大器操作，这些结构的面积使得拓扑相对于布局面积效率非常低。所需要的是一种能够以非常小的性能牺牲来减小布局面积空间的方式。
发明内容
本发明的实施例可包括位于载波放大器的输出的四分之一波变换器，以实现不平坦功率操作，但是峰值放大器路径变换器元件可被设置在输出侧。该示例结构影响输出侧所必须的低特性阻抗，以减小消耗的芯片布局面积的量。此外，根据本发明的示例性实施例，输出侧平衡-不平衡变换器和一个四分之一波变换器可被组合为一个结构，该结构包括彼此以180度或大约180度相位差的两个四分之一波变换器，以进一步收縮设计并减小需要的部件面积。基于组件布置，实现正的和负的90度或大约90度相移的集总元件四分之一波变换器是可行的。在本发明的示例性实施例中使用的结构可导致以退避区域具有提高的效率和低静止电流消耗的CMOS工艺的紧凑线性放大器。 根据本发明的示例性实施例，提供一种功率放大器系统。所述系统可包括载波放大器，该载波放大器在该载波放大器的输入连接到第一四分之一波变换器；至少一个峰值放大器，与载波放大器并联；第一差分组合结构，其中，该第一差分组合结构包括第一多个四分之一波变换器，所述第一多个四分之一波长变换器被构造为在相位上组合载波放大器的各个第一差分输出，以产生第一单端输出信号；第二差分组合结构，其中，该第二差分组合结构包括第二多个四分之一波变换器，所述第二多个四分之一波变换器被构造为在相位上组合至少一个峰值放大器的各个第二差分输出，以产生第二单端输出信号，其中，所述第二多个四分之一波变换器被布置为提供由第一四分之一波变换器和所述第一多个四分之一波变换器提供的相同累积延迟和相移，从而第一单端输出信号和第二单端输出信号能够同相组合，以提供总的输出。
根据本发明的另一示例性实施例，提供一种功率放大器系统。所述系统可包括单个载波放大器，其中，该单个载波放大器在该单个载波放大器的输入连接到输入四分之一波变换器；至少一个峰值放大器，与单个载波放大器并联；第一差分组合结构，其中，第一差分组合结构包括第二四分之一波变换器和第三四分之一波变换器，第二四分之一波变换器和第三四分之一波变换器分别在一端连接到载波放大器的第一差分输出中的对应的第一差分输出，在另一端彼此连接，以形成第一单端输出。其中，第二四分之一波变换器和第三四分之一波变换器彼此以180度的相位差操作；第二差分组合结构，其中，第二差分组合结构包括第一路径和第二路径，第一路径包括串联的两个输出四分之一波变换器，第二路径包括串联的两个输出四分之一波变换器，其中，第一路径和第二路径两者中的两个四分之一波变换器中的第一个彼此以180度的相位差操作，其中，第一路径和第二路径两者中的两个四分之一波变换器中的第二个与输入四分之一波变换器的相位相同，其中，至少一个峰值放大器的各个第二差分输出被分别设置为第一路径和第二路径的输出，其中，来自第一路径和第二路径的输出被组合，以产生第二单端信号，其中，第一单端信号和第二单端信号被同相组合，以产生总的输出信号。 根据本发明的另一示例性实施例，提供一种功率放大器系统。所述系统可包括载波放大器，该载波放大器被构造为接收第一输入信号并产生第一差分输出，其中，第一差分输出被第一多个第一四分之一波变换器和第一失配补偿块处理，以产生第一单端输出信号。所述系统还可包括至少一个峰值放大器，被布置为与载波放大器并联，其中，至少一个峰值放大器被构造为接收第二输入信号，并产生第二差分输出，其中，第一输入信号和第二输入信号至少部分地从相同的总的单端输入信号获取，其中，第二差分输出被第二多个第二四分之一波变换器和第二失配补偿块处理，以产生第二单端输出信号，其中，第一多个第一四分之一波变换器相对于第二多个第二四分之一波变换器被构造，从而第一单端输出信号和第二单端输出信号被同相组合，以产生总的单端输出信号。
已经总体上描述了本发明，现在将结合附图(没有必要按比例绘制)进行描述，其中 图1示出Doherty放大器的一般构造的框 图2示出动态不平坦Doherty线性功率放大器； 图3示出根据本发明示例性实施例的集成功率放大器系统的示例框 图4示出根据本发明示例性实施例的负转变四分之一波变换器的示例电路 图5示出根据本发明示例性实施例的正转变四分之一波变换器的示例电路 图6示出根据本发明示例性实施例的集成功率放大器系统的组件级别示意 图7示出根据本发明示例性实施例的集成功率放大器系统的另一的组件级别示意图，其中，另外的组件被添加以补偿由于组件不匹配导致的操作的带的缺口；
图8示出在2GHz实现中的传统的载波路径输出结构与根据本发明示例性实施例的在2GHz实现中的示例载波路径输出结构的并列比较； 图9示出在2GHz实现中的传统的峰值路径输出结构与根据本发明示例性实施例的在2GHz实现中的示例峰值路径输出结构的并列比较；
图10示出在2GHz的功率分配器的示例布局，该功率分配器包含用于本发明的示例性实施例中的Wilkinson (威尔金森)功率分配器的一个实例实现所必须的基本结构。
具体实施例方式
现在，将参照附图更充分地描述本发明的实施例，其中，一些但不是所有的实施例在附图中示出。事实上，这些发明可以以许多不同的形式被实现，不应被解释为限于在此阐述的实施例；相反，提供这些实施例从而本公开将满足适用的法律要求。相同的标号始终表示相同的元件。 本发明的示例性实施例可涉及移动装置(例如，移动电话、收音机、寻呼机、膝上计算机、手持计算机、个人数字助理装置等)的集成功率放大器，其具有提高的效率和线性特性，同时对电路尺寸的影响很小和/或消耗的集成布局面积减小。在本发明的示例性实施例中，在标准的CMOS工艺中被设计用于蜂窝带频率的集成功率放大器减小和/或最小化采用具有动态不平坦功率驱动的两级Doherty放大器所必须的布局面积，同时提供差分组合和自适应偏置的晶体管。这里描述的本发明的示例性实施例利用的集总元件四分之一波变换器的属性来实现改善的功率放大器电路，该电路可通过无源元件的汇集来提供。
在本发明的示例性实施例中，通过补充的集总元件结构的特定布置，示例Doherty功率放大器结构可被提供为紧凑的结构，该紧凑的结构实现下面的一个或多个方面在降低的传输功率水平，电流消耗减小；在典型的传输功率水平，效率提高；在最大传输功率水平，线性特性提高。此外，根据本发明的示例性实施例，可通过提供具有另外的节省的紧凑方案来降低功率放大器的整体成本，其中，如果该功率放大器在提供与移动装置电路的进一步集成的工艺下被制造，则该另外的节省的紧凑方案是可行的。 根据本发明的示例性实施例，可存在一种功率放大器系统，该功率放大器系统包括单个载波放大器，其中，该单个载波放大器在载波放大器的输入连接到四分之一波变换器；与该单个载波放大器并联的至少一个峰值放大器。功率放大器系统包括第一差分组合结构，其中，第一差分组合结构包括两个集总元件四分之一波变换器，以180度或大约180度的相位差分别连接到载波放大器的差分输出的一端和另一端，以形成单端输出。功率放大器系统还包括第二差分组合结构，其中，第二差分组合结构包括两个集总元件四分之一波变换器，这两个集总元件四分之一波变换器彼此以180度或大约180度相位差在一端分别连接到峰值放大器的差分输出，并且在另一端连接到两个独立但相位相同的集总元件四分之一波变换器。这两个相位相同的集总元件四分之一波变换器顺序地彼此连接，并连接到单端输出。 图3示出根据本发明示例性实施例的集成功率放大器系统300的示例框图。图3的示例系统300可包括差分载波放大器301 ;—个差分峰值放大器或多个并联的差分峰值放大器302。负转变(shift)四分之一波变换器303可在载波放大器301的输入之前。
载波放大器301的差分输出可被设置为第一差分组合结构。第一差分组合结构可包括沿第一路径的正转变四分之一波变换器304和沿第二路径的负转变四分之一波变换器305。具体地，载波放大器301的第一差分输出可通过正转变四分之一波变换器304的第一端被接收，载波放大器301的第二差分输出可通过负转变四分之一波变换器305的第一端被接收。正转变四分之一波变换器304和负转变四分之一波变换器305可成对，并可具有相同的延迟，以同时加载调制并组合载波放大器301的差分输出。变换器304和305的输出可以同相组合，以提供第一差分组合结构的单端输出信号。为此，变换器304和305的第二端可连接在一起。应该理解，正转变四分之一波变换器304和负转变四分之一波变换器305可以以彼此180度或大约180度的相位差操作。实际上，该结果是由于正转变四分之一波变换器304提供正的90度或大约90度相移，而负转变四分之一波变换器305提供负的90度或大约90度相移。类似地，变换器304和305可提供相同的延迟，从而变换器304和305的输出可以同相组合，以提供第一差分组合结构的单端输出信号。
类似地，峰值放大器302的差分输出可被设置为第二差分组合结构。第二差分组合结构可包括沿第一路径的正转变四分之一波变换器306和负转变四分之一波变换器308 ;沿第二路径的负转变四分之一波变换器307和309。具体地，峰值放大器302的第一差分输出可以通过正转变四分之一波变换器306的第一端被接收，正转变四分之一波变换器306在其第二端与负转变四分之一波变换器308的第一端串联。峰值放大器302的第二差分输出可通过负转变四分之一波变换器307的第一端被接收，负转变四分之一波变换器307的在其第二端与负转变四分之一波变换器309的第一端串联。正转变四分之一波变换器306和负转变四分之一波变换器307可以成对，并且可以具有相同的延迟，以同时组合峰值差分输出。此外，具有相同延迟的两个负转变四分之一波变换器308和309可在各自的第一端分别连接到变换器306和307的各自的第二端，以均衡(与载波放大器301 —起使用的变换器303 、304和305的)相移和路径延迟。(第一路径的)变换器308和(第二路径的)变换器309可以同相组合，以提供第二差分组合结构的单端输出信号。为此，变换器308和309的第二端连接在一起。在本发明的另一示例性实施例中，四分之一波变换器306和307可在具有各自的四分之一波变换器308和309的位置被切换。在不脱离本发明的示例性实施例的情况下，本发明的另外的实施例可包括针对负转变四分之一波变换器303、308和308使用正转变变换器。本发明的另外的示例性实施例可包括变换器308和309之一，其中，两个结构被组合为一个负转变结构，不必限于包括无源元件，对于无源元件，相移可基本大于或小于90度，以补偿多个性能问题，但不限于载波路径和输出功率泄漏到峰值路径的相位不均衡。
应该理解，正转变四分之一波变换器306和负转变四分之一波变换器307可彼此具有180度或大约180度的相位差。实际上，该结果是由于正转变四分之一波变换器306提供正的90度或大约90度相移，而负转变四分之一波变换器307提供负的90度或大约90度相移。另一方面，由于变换器308和309可各自提供负的90度相移，因此负转变四分之一变换器308和309可以相位等效。类似地，沿第一路径的变换器306和308提供的延迟可与变换器307和309提供的延迟相等，从而变换器304和305的输出可以同相组合，以提供第二差分组合结构的单端输出信号。 应该理解，由第二差分组合结构提供的累积延迟和相移可以与由变换器303结合第一差分组合结构提供的延迟和相移相同。因此，第一差分组合结构的单端输出信号可以与第二差分组合结构的单端输出信号同相组合，以提供可作为总的输入的单端输入信号In的放大形式的总的单端输出信号Out。 应该理解，根据本发明的示例性实施例，存在图3的多个示例变形。根据示例变形，输入变换器303可以是正转变四分之一变换器。在此情况下，可被用于均衡输入变换器303提供的相移和延迟的输出变换器308和309同样可以为正转变四分之一变换器。同样地，如前面所讨论的，由于变换器306和308串联，因此在不脱离本发明的示例性实施例的情况下，变换器306和308的位置可以交换。类似的，由于变换器307和309也串联，因此在不脱离本发明的示例性实施例的情况下，它们的位置可以交换。在本发明的一个示例性实施例中，可在负转变构造中优选使用并联电感器，以影响结合线的电感，从而通过减小在芯片上必须提供的电感量来减小功率放大器芯片的布局面积。在另一可选变形中，可省略输入变换器303，可简单地设置任意转变或阻抗变换来在输入与一个或多个组件(例如，平衡-不平衡变换器(bal皿)、匹配网络。放大器301/302)组合。在这样的一个示例性实施例中，第一差分组合结构和第二差分组合结构可被构造为彼此相关，从而第一单端输出信号和第二单端输出信号可被同相组合，以产生可作为总的输入的单端输入信号In的放大形式的总的单端输出信号Out。 图4和图5示出根据本发明示例性实施例的单电感器集总元件等效电路的两个示例。图4和图5示出的集总元件等效电路都是制作四分之一波变换器的无源元件的汇集。更具体地，图4示出根据本发明示例性实施例的负转变四分之一波变换器的示例电路图。如图4所示，负转变四分之一波变换器可包括T结构的电容器402和406以及电感器404。电容器402和406可彼此串联，电感器404的第一端可连接在电容器402和406之间，电感器404的第二端可接地。图5示出根据本发明示例性实施例的正转变四分之一波变换器的示例电路图。如图5所示，正转变四分之一波变换器可包括Ji结构的电容器502和506以及电感器504。电感器504的第一端可连接到电容器502，电感器的第二端可连接到电容器506。电容器502和506的剩余端可接地。 图6示出根据本发明示例性实施例的示例性组件级别示意图。如图6的示例性实施例所示，存在主放大块601，其可以代表载波放大器。同样，存在辅助放大块602，其可以代表峰值放大器。根据本发明的示例性实施例，主放大块601和辅助放大块602可包括差分栅地阴地CMOS晶体管。 如图6所示，可沿朝向主放大块601的输入的第一信号路径和沿朝向辅助放大块602的输入的第二信号路径来提供单端输入信号In(例如，RF输入信号)。在第一信号路径中，负转变集总元件四分之一变换器块603可在主放大电路601之前。可将相移单端信号从块603提供到输入平衡_不平衡变换器(bal皿)块605。输入平衡-不平衡变换器块605可用于将单端信号转换为差分信号。更具体地，输入平衡_不平衡变换器块605可包括初级线圈和次级线圈以及用于功率匹配的可选的一个或多个附加元件(例如，电阻器、电容器、电感器等)。初级线圈的第一端可作为输入从块603接收相移单端信号。初级线圈的第二端可接地。次级线圈可感应地结合到初级线圈，次级线圈的两个端可用作产生的差分信号的输出，产生的差分信号被主放大块601接收。在主放大块601包括诸如具有栅极、源极和漏极的场效应晶体管(FET)的晶体管的情况下，次级线圈的端可连接到各个FET的各个栅极。 可选地，如果使用具有基极、发射极和集电极的双极结晶体管(BJT)(或其他异质结双极晶体管)来代替FET，则次级线圈的端可连接到各个BJT的各个基极。应该理解，通常位于虚地的次级线圈的中心抽头端口 (center t即port)也可连接到用于偏置栅极(或基极)的电压源。可通过块607来提供另外的栅极(或基极)偏置，块607可包括电压源和偏置电阻器。应该理解，各种自适应偏置方法可用于偏置栅极(或基极)，如类似于在 名称为"差分功率放大器的自适应偏置电路的系统和方法"(SYSTEMS AND METHODSFOR AN ADAPTIVE BIAS CIRCUIT FOR A DIFFERENTIAL POWERAMPLIFIER) 、2009年11月17日提交 的第12/620， 462号美国专利申请所描述的，该专利申请通过参考合并于此。自适应偏置可 用于在同时减小放大器(即，放大块601)的等效输入电阻的同时，在低功率水平最小化静 态电流。如果需要，可通过匹配块609来完成主放大块601的漏极(或集电极)偏置和输 出匹配，匹配块609可包括示出的电感器和电容器连同电压源的组合。主放大块601的漏 极(或集电极)偏置和输出匹配可被设计为优化退避效率。 主放大块601的差分输出可被提供到包括四分之一波变换器611和613的第一差 分组合结构，该组合结构提供如这里所描述的合适的延迟以及正四分之一波长相移或负四 分之一波长相移。更具体地，主放大块601的第一差分输出被提供给正转变集总元件等效 四分之一波变换器611，主放大块601的第二差分输出被提供给负转变集总元件等效四分 之一波变换器613。四分之一波变换器611和613的输出可被组合或求和，以产生第一差分 组合结构的单端第一输出信号。 如上所述，可沿朝向辅助放大块602的输入的第二信号路径来提供单端输入信号 In。沿着该第二信号路径，可通过输入平衡-不平衡变换器块604接收单端输入信号In。输 入平衡_不平衡变换器块604可用于将单端信号转换为差分信号。更具体地，输入平衡_不 平衡变换器块604可包括初级线圈和次级线圈以及用于功率匹配的可选的一个或多个附 加元件(例如，电阻器、电容器、电感器等)。初级线圈的第一端可作为输入接收单端输入信 号In，初级线圈的第二端可接地。次级线圈可感应地结合到初级线圈，次级线圈的两个端可 用作产生的差分信号的输出，产生的差分信号被辅助放大块602接收。在主放大块602包 括诸如具有栅极、源极和漏极的场效应晶体管(FET)的情况下，次级线圈的端可连接到各 个FET的各个栅极。可选地，如果使用具有基极、发射极和集电极的双极结晶体管(BJT)来 代替FET，则次级线圈的端可连接到各个BJT的各个基极。应该理解，通常位于虚地的次级 线圈的中心抽头端口也可连接到用于偏置栅极(或基极)的电压源。可通过块606来提供 另外的栅极(或基极)偏置，块606可包括电压源和偏置电阻器。应该理解，类似于这里描 述的，各种自适应偏置方法可用于偏置栅极(或基极)。自适应偏置可用于在同时减小放大 器(即，放大块602)的等效输入电阻的同时，在低功率水平最小化静态电流。如果需要，可 通过匹配块608来完成辅助放大块602的漏极(或集电极)偏置和输出匹配，匹配块608 可包括示出的电感器和电容器连同电压源的组合。辅助放大块602的漏极(或集电极)偏 置和输出匹配可被设计为最小化从载波放大器到一个或多个峰值放大器的输出的泄漏。
辅助放大块602的差分输出可被提供到包括四分之一波变换器610、612、614和 616的第二差分组合结构，该组合结构提供如这里所描述的合适的延迟以及正四分之一波 长相移或负四分之一波长相移。更具体地，辅助放大块602的第一差分输出被提供给正转 变集总元件等效四分之一波变换器610，四分之一波变换器610串联到负转变集总元件等 效四分之一波变换器614。另一方面，辅助放大块602的第二差分输出被提供给负转变集总 元件等效四分之一波变换器612，四分之一波变换器612串联到另一负转变集总元件等效 四分之一波变换器616。四分之一波变换器614、616的输出可被组合或求和，以产生第二差 分组合结构的单端第二输出信号。
然后，分别由第一差分组合结构和第二差分组合结构产生的各个单端输出信号可 被组合或求和，以产生总的单端输出信号Out 615。在本发明的示例性实施例中，可在输出 615利用另外的匹配，输入In可与前一放大级匹配。此外，合并到输入平衡-不平衡变换器 块604和605的输入侧匹配组件或方案(取决于输入In的阻抗)可被设计为划分各个放 大器之间的功率(主放大部分601/辅助放大部分602路径与在每个路径输入得到的动态 改变等效电阻成反比)。根据本发明的示例性实施例，当输入功率达到与放大器的最大线性 输出相应的水平时，这样的输入侧匹配方案可提供理想的匹配。 图7示出根据本发明示例性实施例的图6的示意图的示例性变形。如图6和图7 所示，可同样保留组件601-613。然而，图6中的四分之一波变换器614和616可被单个四 分之一波变换器716代替，四分之一波变换器716可补偿输入四分之一波变换器603的任 何相位偏移。此外，可分别在四分之一波变换器610/612和611/613的输出设置失配补偿 块714和715，以消除由于在四分之一波长集总元件等效物中的任何组件(component)失配 导致的在操作的带中固有的一个或多个缺口 (notch)。 仍参照图7，失配补偿块715可包括连接到四分之一波变换器611的电容器Cl和 连接到四分之一波变换器613的电容器C1。电容器C1、 C2的相反端可共同连接到电感器 Ll的第一端，电感器Ll的第二端可提供用于总的单端输出信号Out 717的第一单端信号。 类似地，补偿块714可包括连接到四分之一波变换器610的电容器C3和连接到四分之一波 变换器612的电容器C4。电容器C3、C4的相反端可共同连接到电感器L2的第一端，电感器 L2的第二端可将第二单端信号提供给单个四分之一波变换器716的输入。四分之一波变换 器716的输出可提供用于总的单端输出信号0ut 717的第二单端信号。实际上，通过连接 补偿块715(提供第一单端信号)的输出和四分之一波变换器716(提供第二单端信号)的 输出来获得总的单端输出信号0ut717。应该理解，可选择补偿块714和715的补偿，从而在 组合中不影响由先前的四分之一波变换器产生的90度相移或阻抗变换。
还应该理解，在不脱离本发明的示例性实施例的情况下，图6或图7的多种变形是 可行的。例如，另一变形可包括去除输入四分之一波变换器603。可替代地，可通过输入平 衡_不平衡变换器块605和/或放大块601来提供四分之一波相移或阻抗变换，或者通过 输入平衡_不平衡变换器块605和/或放大块601与输入平衡_不平衡变换器块604和辅 助放大块602的组合来提供四分之一波相移或阻抗变换。 由于结构尺寸随性能和频率改变，因此可能难以确定本发明的所有实施例中布局 节省的量，但是为了示出性目的，在图8和图9中示出了传统结构与本发明示例性实施例的 结构之间的综合(trade-off)。因此，本发明的示例性实施例可能的布局节省的一般特性在 图8和图9中示出。 图8示出在2GHz实现中的传统的载波路径输出结构701与根据本发明示例性实 施例的在2GHz实现中的示例载波路径输出结构802的并列比较。如图8所示，基于CMOS 工艺中的技术的当前状态的传统结构801被示出为大于根据本发明的示例性实施例的至 少部分实现的新结构802。根据本发明示例性实施例，在802中的结构可与组合的图6的 块611和613等效，或者可与组合的块610和612同样等效，块610和612可在结构上与块 611和613基本相同。例如，图8示出可与包括电容器Cl和C2以及电感器Ll的块611等 效的正转变四分之一波变换器811。同样，图8还示出可与具有电容器C3和C4以及电感器
12L2的块613等效的负转变四分之一波变换器813。 图9示出在2GHz实现中的传统的峰值路径输出结构901与根据本发明示例性实 施例的在2GHz实现中的示例峰值路径输出结构902的并列比较。如图9所示，基于CMOS 工艺中的技术的当前状态的传统结构901被示出为小于根据本发明的示例性实施例的至 少部分的新示例结构902。根据本发明示例性实施例，在902中的结构可与组合的图6的 块610、612、614和616等效。例如，图9示出可与包括电容器Cl和C2以及电感器L1的块 610等效的正转变四分之一波变换器910。此外，包括电容器C3和C4以及电感器L2的负 转变四分之一波变换器912可与块612等效。包括电容器C5和C6以及电感器L3的负转 变四分之一波变换器914可与块614等效。同样，包括电容器C7和C8的负转变四分之一 波变换器916可与块616等效。应该理解，尽管结构902可消耗比901中的传统结构更多 的面积，但是结构902提供了额外的好处，S卩，消除了对尺寸比902的尺寸大的功率分配器 的需要。 图10示出在2GHz的功率分配器的示例布局，该功率分配器包含用于已知的 Wilkinson功率分配器的一个实例实现所必须的基本结构。提供图10以示出通过去除功率 分配器在本发明的不同实施例中节省的面积。这里没有比较另外的结构，因为这些结构基 本相似，因此消耗基本相同的面积。 这里阐述的多个修改和本发明的其他实施例将会令这些发明所属领域的技术人 员想起在前面的描述和附图中示出的教导的好处。因此，应该理解，本发明不限于公开的特 定实施例，修改和其他实施例意在包括在权利要求的范围内。尽管这里采用了特定的术语， 它们仅在一般和描述性意义上使用，而不是为了限制目的。
权利要求
一种功率放大器系统，包括载波放大器，该载波放大器在该载波放大器的输入连接到第一四分之一波变换器；至少一个峰值放大器，与载波放大器并联；第一差分组合结构，其中，该第一差分组合结构包括第一多个四分之一波变换器，所述第一多个四分之一波长变换器被构造为同相组合载波放大器的各个第一差分输出，以产生第一单端输出信号；第二差分组合结构，其中，该第二差分组合结构包括第二多个四分之一波变换器，所述第二多个四分之一波变换器被构造为同相组合至少一个峰值放大器的各个第二差分输出，以产生第二单端输出信号，其中，所述第二多个四分之一波变换器被布置为提供由第一四分之一波变换器和所述第一多个四分之一波变换器提供的相同累积延迟和相移，从而第一单输出端信号和第二单端输出信号能够同相组合，以提供总的输出。
2. 如权利要求1所述的功率放大器系统，其中，所述第一多个四分之一波变换器包括 分别具有各自的第一端和第二端的第二四分之一波变换器和第三四分之一波变换器，其 中，第二四分之一波变换器和第三四分之一波变换器彼此以180度的相位差操作，其中，第 二四分之一波变换器和第三四分之一波变换器各自的第一端分别连接到载波放大器的第 一差分输出中的对应的一个第一差分输出，其中，第二四分之一波变换器和第三四分之一 波变换器各自的第二端连接到一起，以产生第一单端输出信号。
3. 如权利要求2所述的功率放大器系统，其中，所述第二多个四分之一波变换器包括分别具有各自的第一端和第二端的第四四分之 一波变换器、第五四分之一波变换器、第六四分之一波变换器和第七四分之一波变换器，其 中，第四四分之一波变换器和第五四分之一波变换器各自的第一端分别连接到至少一个峰 值放大器的第二差分输出中的相应的一个第二差分输出，其中，第四四分之一波变换器的 第二端连接到第六四分之一波变换器的第一端，第五四分之一波变换器的第二端连接到第 七四分之一波变换器的第一端，其中，第六四分之一波变换器和第七四分之一波变换器的 第二端连接在一起，以产生第二单端输出信号。
4. 如权利要求2所述的功率放大器系统，其中，第一四分之一波变换器、第三四分之一 波变换器、第五四分之一波变换器、第六四分之一波变换器和第七四分之一波变换器是负 转变四分之一波变换器，其中，第二四分之一波变换器和第四四分之一波变换器是正转变 四分之一波变换器。
5. 如权利要求3所述的功率放大器系统，其中，(1)第四四分之一波变换器和第五四分 之一波变换器彼此以180度的相位差操作，第六四分之一波变换器和第七四分之一波变换 器相位相同；或者(2)第四四分之一波变换器和第五四分之一波变换器相位相同，第六四 分之一波变换器和第七四分之一波变换器彼此以180度的相位差操作。
6. 如权利要求1所述的功率放大器系统，其中，所述第一多个四分之一波变换器和所 述第二多个四分之一波变换器中的每个四分之一波变换器包括以T结构或Ji结构布置的 集总元件。
7. 如权利要求l所述的功率放大器系统，还包括自适应偏置结构，为载波放大器或至少一个峰值放大器或者为载波放大器和至少一个峰值放大器二者提供自适应输入偏置，其中，自适应输入偏置被构造为在减小载波放大器 或至少一个峰值放大器的等效输入电阻的同时，在低功率水平最小化等效电流。
8. 如权利要求l所述的功率放大器系统，还包括第一匹配块，设置在载波放大器与第一差分组合结构之间，其中，第一匹配块被构造为 最大化载波放大器的退避效率；第二匹配块，设置在至少一个峰值放大器与第二差分组合结构之间，其中，第二匹配块 被构造为在至少一个峰值放大器为静止或将最小功率提供给总的输出时，最小化到总的 输出的漏电流。
9. 如权利要求l所述的功率放大器系统，还包括第一平衡-不平衡变换器，位于第一四分之一波变换器与载波放大器之间，其中，第 一四分之一波变换器接收单端输入信号，并将相移的单端输入信号提供给第一平衡_不平 衡变换器，其中，第一平衡_不平衡变换器被构造为将相移的单端信号转换为第一差分输 入信号，以被载波放大器接收；第二平衡_不平衡变换器，其中，第二平衡_不平衡变换器被构造为将单端输入信号 转换为第二差分输出信号，以被至少一个峰值放大器接收。
10. 如权利要求10所述的功率放大器系统，其中，第一平衡_不平衡变换器还包括第一 输入侧匹配组件，其中，第二平衡_不平衡变换器还包括第二输入侧匹配组件，第一输入侧 匹配组件和第二输入侧匹配组件用于匹配与单端输入信号相关的阻抗。
11. 一种功率放大器系统，包括单个载波放大器，其中，该单个载波放大器在该单个载波放大器的输入连接到第一四 分之一波变换器；至少一个峰值放大器，与单个载波放大器并联；第一差分组合结构，其中，第一差分组合结构包括第二四分之一波变换器和第三四分 之一波变换器，第二四分之一波变换器和第三四分之一波变换器分别在一端连接到载波放 大器的第一差分输出中的对应的第一差分输出，在另一端彼此连接，以形成第一单端输出 信号，其中，第二四分之一波变换器和第三四分之一波变换器彼此以180度的相位差操作；第二差分组合结构，其中，第二差分组合结构包括第一路径和第二路径，第一路径包 括串联的两个输出四分之一波变换器，第二路径包括串联的两个输出四分之一波变换器， 其中，第一路径和第二路径中的一个中的两个四分之一波变换器彼此以180度的相位差操 作，其中，第一路径和第二路径中的另一个中的两个四分之一波变换器与第一四分之一波 变换器的相位相同，其中，至少一个峰值放大器的各个第二差分输出被分别设置为第一路 径和第二路径的输出，其中，来自第一路径和第二路径的输出被组合，以产生第二单端输出 信号，其中，第一单端输出信号和第二单端输出信号被同相组合，以产生总的输出信号。
12. 如权利要求11所述的功率放大器系统，其中，第一四分之一波变换器是正转变四 分之一波变换器或负转变四分之一波变换器。
13. 如权利要求12所述的功率放大器系统，其中，第一四分之一波变换器是第一负转 变四分之一波变换器，其中，第一路径的两个输出四分之一波变换器是第一正转变四分之 一波变换器和第二负转变四分之一波变换器，其中，第二路径的两个输出四分之一波变换 器包括第三负转变四分之一波变换器和第四四分之一波变换器。
14. 如权利要求12所述的功率放大器系统，其中，第一四分之一波变换器是第一正转 变四分之一波变换器，其中，第一路径的两个输出四分之一波变换器包括第二正转变四分 之一波变换器和第三正转变四分之一波变换器，其中，第二路径的两个输出四分之一波变 换器包括第一负转变四分之一波变换器和第四正转变四分之一波变换器。
15. 如权利要求ll所述的功率放大器系统，还包括自适应偏置结构，为单个载波放大器或至少一个峰值放大器或者为载波放大器和至少 一个峰值放大器二者提供自适应输入偏置，其中，自适应输入偏置被构造为在减小载波放 大器或至少一个峰值放大器的等效输入电阻的同时，在低功率水平最小化等效电流。
16. 如权利要求11所述的功率放大器系统，还包括第一匹配块，设置在单个载波放大器与第一差分组合结构之间，其中，第一匹配块被构 造为最大化载波放大器的退避效率；第二匹配块，设置在至少一个峰值放大器与第二差分组合结构之间，其中，第二匹配块 被构造为在至少一个峰值放大器为静止或将最小功率提供给总的输出时，最小化到总的 输出的漏电流。
17. 如权利要求ll所述的功率放大器系统，还包括第一平衡_不平衡变换器，位于第一四分之一波变换器与单个载波放大器之间，其中， 第一四分之一波变换器接收单端输入信号，并将相移的单端输入信号提供给第一平衡_不 平衡变换器，其中，第一平衡_不平衡变换器被构造为将相移的单端信号转换为第一差分 输入信号，以被载波放大器接收；第二平衡_不平衡变换器，其中，第二平衡_不平衡变换器被构造为将单端输入信号 转换为第二差分输出信号，以被至少一个峰值放大器接收。
18. 如权利要求17所述的功率放大器系统，其中，第一平衡_不平衡变换器还包括第一 输入侧匹配组件，其中，第二平衡_不平衡变换器还包括第二输入侧匹配组件，第一输入侧 匹配组件和第二输入侧匹配组件用于匹配与单端输入信号相关的阻抗。
19. 一种功率放大器系统，包括载波放大器，该载波放大器被构造为接收第一输入信号并产生第一差分输出，其中，第 一差分输出被第一多个第一四分之一波变换器和第一失配补偿块处理，以产生第一单端输 出信号；至少一个峰值放大器，被布置为与载波放大器并联，其中，至少一个峰值放大器被构造为接收第二输入信号，并产生第二差分输出，其中，第一输入信号和第二输入信号至少部分 地从相同的总的单端输入信号获取，其中，第二差分输出被第二多个第二四分之一波变换 器和第二失配补偿块处理，以产生第二单端输出信号，其中，第一多个第一四分之一波变换 器相对于第二多个第二四分之一波变换器被构造，从而第一单端输出信号和第二单端输出 信号被同相组合，以产生总的单端输出信号。
20. 如权利要求19所述的功率放大器系统，其中，第一失配补偿块和第二失配补偿块被构造为消除由于在第一多个第一四分之一波变换器或第二多个第二四分之一波变换器的一个或多个变换器中出现的组件失配产生的操作的带中的一个或多个缺口。
全文摘要
一种在无线通信装置中使用的集成功率放大器。集成功率放大器可包括载波放大器，其中，该载波放大器在该载波放大器的输入连接到第一四分之一波变换器。此外，功率放大器还可包括至少一个峰值放大器，与载波放大器并联；第一差分组合结构，其中，该第一组合结构包括第一多个四分之一波变换器，被构造为同相组合载波放大器的各个第一差分输出，以产生第一单端输出信号；第二差分组合结构，其中，该第二组合结构包括第二多个四分之一波变换器，被构造为同相组合至少一个峰值放大器的各个第二差分输出，以产生第二单端输出信号，其中，第一单端信号和第二单端信号被同相组合，以提供总的输出。
文档编号H03F3/20GK101764581SQ200910253969
公开日2010年6月30日 申请日期2009年12月11日 优先权日2008年12月12日
发明者乔伊·拉斯卡尔, 安奎焕, 李彰浩, 李洞护, 迈克尔·艾伦·奥克利 申请人:三星电机株式会社;佐治亚科技研究公司