专利名称：基于充电泵的频率调变器的制作方法
技术领域：
本发明是关于一种基于充电泵的频率调变器，特别关于一种具有基于充电泵的频率调变器的锁相回路。
背景技术：
在频率/相位调变中最常被使用的架构为具有数字预先加强(pre-emphasis)滤波器的一闭回路调变器。虽然大部分的锁相回路(Phase locked loop,PLL)电路工作于数字领域，但仍然需要由模拟成份所组成的锁相回路的转移函数(transfer function)，用以设计预先加强的滤波器，以获得更高的调变频宽。预先加强滤波器与PLL闭回路转移函数之间的不匹配包括相位错误。为了使相位错误达到最小，需要取得精确的PLL动态区域以及使用额外的可适性电路用以校正以及控制相关的回路参数。在许多研究文献中已揭露一些电路结构，用以减缓不匹配的问题，例如，使用具有主动元件与第一型回路滤波器的切换电容电路、自动校正结构、以及鉴频器(frequency discriminator) 0虽然不匹配可通过这些设计达到最小，仍需要校正回路滤波器用以将相位错误最小化。因此，增加了电路实施的复杂度。此外，自三角积分调变器(Sigma-Delta Modulator, SDM)提升调变信号会产生大量的抖动噪声(jitter)至PLL输入端。对于这种情况，需要大动态范围的充电泵电路。因此，因为较大变异所产生较大的时脉回馈(clock feed through)会导致噪声的增加。另一个直接频率调变器(Direct Frequency Modulator, DFM)的架构为双点调变， 其通过同时调变三角积分调变器与压控振荡(voltage-controlled oscillator, VC0)可达到高数据速率。为了达到精确的调变，需要大线性范围的VCO增益。然而，由于必须取决于线性度与增益，VCO设计的复杂度会因此增加。对于双点调变，精确VCO增益校正为不可避免的，并且由VCO增益变异所产生的相位错误会比数字预先加强的结构所产生的相位错误更为敏感。因此，意味着需要更高的调整精确度。在这些文献中，并没有明显提出在没有调整的情况下的解决方法。本发明提出并经由硅验证一种混合时间/数字的分数N的锁相回路(PLL)架构， 其相位错误可使用不需运算放大器(operational amplifier)，而使用被动伪差动电路结构被线性修正。精确的VCO增益，其具有IKHz的解析度，可通过数字校正闭回路增益而达成。利用简单的架构与PLL的校正精确度，结合可编程的充电泵于原始的架构，用以在没有上述的任何缺点之下，产生可达到高数据速率调变的全新的直接频率调变器(DFM)。尤其是，相位可直接使用可编程的充电泵进行调变，其中充电泵实质上具有宽频与高解析度。不仅电路复杂度大幅减低，充电泵的电路，例如数字电路，也有相当程度的缩小。通过自三角积分调变器与可编程的充电泵调变PLL，可达到PLL理论限值的数据速率。本发明所揭露的架构的强度可同时被分析与模拟结果所支持。
发明内容
根据本发明的一实施例，提供一种基于充电泵的频率调变器，所述频率调变器包括一模拟相位修正路径，所述模拟相位修正路径包括一变容二极管耦接至所述基于充电泵的频率调变器的一输出端；以及一可编程的充电泵，耦接至所述变容二极管与所述输出端之间的一端点，并接收包括调变数据的一信号。该可编程的充电泵包括一逻辑电路用于接收一包括调变数据的信号以产生控制信号，以及多个上拉电流源与多个下拉电流源，所述上拉电流源与下拉电流源根据所述控制信号选择性耦接至所述端点。本发明提出一种基于充电泵的直接频率调变器(Direct Frequency Modulator, DFM)。根据一混合式时间/数字分数N锁相回路，本发明的架构具有许多优点。首先，数据速率与锁相回路的频宽无关。由于调变信号不需被提升，可移除数字预先加强滤波器。因此，不需要锁相回路的反转移函数的信息。这同时也排除了为了降低由预先加强滤波器与锁相回路转移函数间的不匹配所产生的相位错误所需使用的复杂校正电路。由于仅需要一个额外的可编程的充电泵，电路复杂度可大幅度降低。使用GMSK调变器的模拟结果显示本发明所提出的架构可达到高达回路频宽14倍的数据速率。
图1是显示混合式锁相回路示意图。图2是显示根据本发明的一实施例所述的线性相位修正单元的详细结构。图3是显示VC0/DC0增益校正方法示意图。图4是显示根据本发明的一实施例所述的基于充电泵的直接频率调变器。图5是显示根据本发明的一实施例所述的可编程的充电泵的详细电路图。图6是显示根据本发明的一实施例所述的基于充电泵的直接频率调变器的S域模型示意图。图7是显示根据本发明的一实施例所述的基于充电泵的直接频率调变器的数学模型示意图。图8是显示根据本发明的一实施例所述的具有量化错误与GSMPRFS遮罩需求的直接频率调变器的GMSK输出频谱。图9是显示由于不具有量化错误的增益不匹配所造成的相位错误敏感度示意图。附图标号101 相位频率检测器；102 线性相位修正单元；103,470 高通滤波器；104 继电式相位频率检测器；105 数字积分路径电路；106、DCO 数字控制振荡器；107、450 除频器；108,440 三角积分调变器；400 频率调变器；410 模拟相位修正路径；420 变容二极管；430,500 可编程的充电泵；
460、A、B、X 端点；510、520 电流源；530、540 与门；550 逻辑电路；560 乘法器；C、D 调变数据；MSB、(MSB-I)、LSB 位；REF 参考时脉；α Ibg 电流；θ input> ΘΜ、0ref 信号。
具体实施例方式为使本发明的制造、操作方法、目标和优点能更明显易懂，下文特举几个较佳实施例，并配合所附附图，作详细说明如下实施例图1是显示混合式时间/数字合成器示意图。PLL的前馈(feed-forward)部份被分成一时间领域比例路径与一数字领域积分路径。时间领域比例路径包括传统相位频率检测器(phase and frequency detector，PFD) 101 以及线性相位修正单元(linear phase correction unit，LPCU) 102。线性相位修正单元的详细结构显示于图2，其使用由传统相位频率检测器101所产生的相位错误信号通过控制变容二极管(Varactor)的电容值改变数字控制振荡器(digitally controlled oscillator，DC0) 106的相位，使得相位修正与相位错误成线性比例。线性相位修正单元的共同模式偏压于VDD/2，并具有等于2 β Rbg的电阻值，其中Rbg为带隙基准电压(band-gap reference)内所使用的电阻值。高通滤波器103 用以在信号通过AC耦合被耦合至数字控制振荡器106的输出端之前滤除线性相位修正单元输出信号的瞬间涟波。在积分路径中，数字积分路径电路105在数字领域追踪参考时脉 REF的频率，其通过继电式(bang-bang)相位频率检测器104进行取样。此电路已使用硅验证。尤其是，可用于分数N合成器操作，其中相位是通过三角积分调变器(SDM)被调变。需要强调的是，无论电流自端点A或B注入，此电路可线性地执行相位调变。变容二极管的电容仅由两端点的电位差决定。调变信号于两调变点之间看到不同的闭回路转移函数。例如，于端点B，调变信号旁通(bypass)回路滤波器，因此转移函数为高通滤波器，而于端点A，调变信号面对低通滤波器转移函数。压控振荡器(voltage-controlledoscillator,VC0)或数字控制振荡器(DCO)增益变化可显著地影响于直接频率调变器(DFM)应用中的相位错误表现。实验结果显示，在揭露的DFM架构中，的压控振荡器增益变化可造成0. 897度的相位错误。无可避免的工艺与温度变异迫使VC0/DC0增益需被精确地校正。图3是显示VC0/DC0增益校正方法的概念，其中当使用^MHz的参考频率时，可具有精确度高达IKHz的校正解析度。于校正模式中，自具有一比率α的带隙基准电路镜射的精确的校正电流被注入比例路径。数字积分路径被保持为定值用以将PLL的输出维持于想要的频道。这造成继电式相位频率检测器产生一相位延迟(phase lag)信号。校正回路将读取继电式相位频率检测器的输出，并且将调整PLL分数码(fractional code)，直到停式相位频率检测器指示出同步的相位延迟与领先(lead)的可能性。当由注入电流所引起的电压偏移量(AV)仅为电流值乘以回路滤波器电阻值时， 频率偏移量(Δι)可接着根据分数码在注入校正电流之前与之后两者间的差异值被计算出来。这可经由晶片上带隙基准电压准确地推导出来。由于VC0/DC0增益被定义为于特定电压值的频率变化(Δ f/ Δ V)，因此可准确地测量并校正VC0/DC0增益。校正方法的解析度是关系于分数码所使用的位数。对于15位的分数码，可达到 IKHz的解析度，其为26MHz除以215。图4是显示根据本发明的一实施例所述的直接频率调变器(DFM)，此直接频率调变器(DFM)发展于包括额外可编程(programmable)的充电泵电路430的混合式时间/数字锁相回路。基于充电泵的频率调变器400包括具有变容二极管420的一模拟相位修正路径410与一充电泵。其中，根据本发明的一较佳实施例，充电泵为可编程的充电泵430。变容二极管420通过高通滤波器470耦接至基于充电泵的频率调变器400的输出端460。充电泵430耦接至变容二极管420与输出端460之间之一端点，并且用以接收包括调变数据C 的一信号。调变数据C不仅如同传统直接频率调变器(DFM)技术使用三角积分调变器440 传送至除频器450，更直接使用可编程的充电泵电路430调变变容二极管420。在此直接频率调变器(DFM)中，调变数据C不需通过预先加强滤波器补偿，用以扩展调变频宽。因此， 不需要为了将相位错误最小化而在锁相回路的闭回路转移函数与预先加强滤波器之间达到精准的匹配。实际上，根据模拟结果，仅VC0/DC0增益需要被校正，并且使用以上所述的校正方法，可达到IKHz的解析度。因此，由于不需要预先加强滤波器以及其伴随的复杂的校正电路，电路的复杂度可大幅地降低。图5是显示根据本发明的一实施例所述的可编程的充电泵的详细电路图。可编程的充电泵500包括一逻辑电路用以接收包括调变数据C的信号，以及多个上拉电流源510 与多个下拉电流源520，选择性根据来自逻辑电路550的控制信号耦接至端点B。更精确地说，逻辑电路550包括第一与门(AND gate) 530用以接收包括调变数据的信号的最重要的位MSB以及剩余的位(MSB-I) LSB，以及第二与门540用以接收包括调变数据的信号的最重要的位MSB的反相结果以及剩余的位(MSB-I) LSB，其中第一与第二与门的输出用以控制各上拉电流源510与下拉电流源520。此方块的输入为调变信号C，其最重要的位MSB 为一符号位(sign bit)。调变数据首先通过乘法器560使用一增益系数执行正规化，其中增益系数等于参考信号频率(单位为赫兹)与压控振荡器增益(单位为赫兹/伏特)的一比值。正规化的数据的最重要位MSB接着被取出用以作为控制位，此控制位用以决定是否需注入正电流或负电流至输出端。剩余的数据，即位(MSB-I)至LSB用以决定在此充电泵阵列中被关闭的开关数量。被注入的电流量与耦接至输出端的充电泵的数量成正比。充电泵的总数量为2M—1，其中M位用以表示正规化的调变数据。由于充电泵是自带隙基准电路镜射，因此单位不匹配电流可控制于以内。单位电流可表示为cabg，其中rtg为带隙基准电流，并且α为图5所示的镜射比例。模拟的结果显示出的顶部与底部电流源不匹配会造成相位错误的均方根(rms)小于0.7度。图6是显示根据本发明的一实施例所述的直接频率调变器(DFM)的S域模型。调变三角积分调变器的信号θm的闭回路转移函数可表示为
权利要求
1.一种基于充电泵的频率调变器，所述频率调变器包括一模拟相位修正路径，所述模拟相位修正路径包括一变容二极管耦接至所述基于充电泵的频率调变器的一输出端；以及一可编程的充电泵，耦接至所述变容二极管与所述输出端之间的一端点，并接收包括调变数据的一信号，该可编程的充电泵包括一逻辑电路用于接收一包括调变数据的信号以产生控制信号；以及多个上拉电流源与多个下拉电流源，该上拉电流源与下拉电流源根据所述控制信号选择性耦接至所述端点。
2.如权利要求1所述的基于充电泵的频率调变器，其特征在于，所述逻辑电路包括一第一与门用以接收所述包括调变数据的信号的最重要的位(MSB)及该信号的剩余位，以及一第二与门用以接收所述包括调变数据的信号的所述最重要的位的一反相结果及所述信号的剩余位，其中所述第一与第二与门的输出用以控制各所述上拉电流源与所述下拉电流源。
3.如权利要求1所述的基于充电泵的频率调变器，其特征在于，所述包括调变数据的信号在被所述逻辑电路接收前，通过一乘法器正规化。
4.如权利要求1所述的基于充电泵的频率调变器，进一步包括一除频器耦接于所述基于充电泵的频率调变器的所述输出端与一输入端之间，以及一三角积分调变器用以接收所述包括调变数据的信号。
5.如权利要求1所述的基于充电泵的频率调变器，进一步包括一数字频率修正路径， 该数字频率修正路径包括一数字积分路径电路，用以接收所述包括调变数据的信号。
全文摘要
提供一种基于充电泵的频率调变器，所述频率调变器包括一模拟相位修正路径，所述模拟相位修正路径包括一变容二极管耦接至所述基于充电泵的频率调变器的一输出端；以及一可编程的充电泵，耦接至所述变容二极管与所述输出端之间的一端点，并接收包括调变数据的一信号。该可编程的充电泵包括一逻辑电路用于接收一包括调变数据的信号以产生控制信号，以及多个上拉电流源与多个下拉电流源，所述上拉电流源与下拉电流源根据所述控制信号选择性耦接至所述端点。
文档编号H03L7/089GK102299711SQ20111022378
公开日2011年12月28日 申请日期2009年2月18日 优先权日2008年2月19日
发明者张修铭, 汪炳颖 申请人:联发科技股份有限公司