高频功率放大电路用电源装置以及高频功率放大装置制造方法
【专利摘要】在输入电压的输入部与输出电压的输出部之间设有能进行电荷供给/再生的双向转换器(CONVi～CONVn)，振幅变化监视电路(10)检测RF输入信号的包络，转换器切换电路(11)控制双向转换器(CONV1～CONVn)的电荷供给/再生，使得输出电压追随输入信号的振幅变化。输出电容器电容推测单元(13)根据电压以及电流来推测输出电容器(Co)的电容。延迟时间探测电路(12)掌握高频功率放大电路用电源装置(111)的延迟时间，利用延迟调整电路(22)进行调整。由此，构成了使针对高频放大电路的电源电压追随高频信号的包络而变化的高频功率放大电路用电源装置以及高频功率放大装置。
【专利说明】高频功率放大电路用电源装置以及高频功率放大装置【技术领域】
[0001]本发明涉及闻频功率放大电路用的电源装置，尤其涉及能提闻闻频功率放大电路的功率效率的电源装置以及具有该电源装置的高频功率放大装置。
【背景技术】
[0002]在专利文献1中示出了如下结构，即:为了实现高频放大电路的高效率化，而使高频放大电路的电源电压追随放大前的高频信号的振幅变化(包络)。这里的高频信号的振幅变化的频率不是载波频率(例如移动电话中的1?2GHZ)，而是载波的振幅变化的频率(大约10?100MHz)。在声音用的放大电路中，虽然存在D级放大电路(数字放大器)，但在高频功率放大电路用的电源装置中，处理的频带为高频带，被要求进行非常高速的开关动作。
[0003]图1是专利文献1所不的闻频功率放大电路50的框图。该图1所不的闻频功率放大电路50具备包络检测电路54、供给电压选择电路56、电源电压调整电路58以及高频放大电路52。包络检测电路54检测高频信号(RFIN)的包络，供给电压选择电路56选择电压源(VI?V4)以追随高频信号(RFIN)的包络。电源电压调整电路58进行所选择的电压的波形调整，并作为电源电压供给到高频放大电路52。由此，高频放大电路52将高频信号(RFIN)放大，并输出高频信号(RF0UT)。
[0004]在先技术文献
[0005]专利文献
[0006]专利文献1:日本特表2006-514472号公报
【发明内容】
[0007]发明要解决的课题
[0008]然而，在专利文献1的高频功率放大装置中，由于是事先准备多个电压源并对多个电压源进行选择以使其追随高频信号的包络的方式，因此需要用于修复多个电压源切换时的电压差(波形阶梯差)的复杂的电路以及需要进行非常复杂的控制。若该波形阶梯差的修复不彻底，则波形失真变大，通信系统中的相邻信道泄露功率比(ACPR)变大，对规定范围外频率带来负面影响，所以产生频带的分配无法适应于严格的产品这一问题。
[0009]本发明的目的在于解决上述电路以及控制的复杂化问题，提供一种结构比较简单，且能使针对高频放大电路的电源电压追随高频信号的包络的高频功率放大电路用电源装置以及高频功率放大装置。
[0010]用于解决课题的手段
[0011]本发明的高频功率放大电路用电源装置，使向放大高频信号的高频功率放大电路供给的电源电压，根据上述高频信号的振幅变化而变化，上述高频功率放大电路用电源装置的特征在于，具备:单个或者多个双向转换器，设于输入电压的输入部与上述输出电压的输出部之间、且能进行电荷供给/再生；和振幅变化监视电路，检测上述高频信号的振幅变化，并控制由上述双向转换器进行的电荷供给/再生，使得上述输出电压追随上述高频信号的振幅变化。
[0012]另外，本发明的高频功率放大装置，具备放大高频信号的高频功率放大电路、和高频功率放大电路用电源装置，该高频功率放大电路用电源装置使向该高频功率放大电路供给的电源电压，根据上述高频信号的振幅变化而变化，上述高频功率放大装置的特征在于，具备:单个或者多个双向转换器，设于输入电压的输入部与上述输出电压的输出部之间、且能进行电荷供给/再生；和振幅变化监视电路，检测上述高频信号的振幅变化，并控制由上述双向转换器进行的电荷供给/再生，使得上述输出电压追随上述高频信号的振幅变化。
[0013]发明效果
[0014]根据本发明，由于双向转换器能进行供给/再生，因此通过对双向转换器的内部开关元件的0N(接通)/OFF(断开)时间进行非线性控制(脉冲宽度控制、频率控制、休眠时间以及突发时间的组合控制等)，从而能得到大的动态范围，能进行高速控制。由此，从低频到高频不管范围如何，都能高精度地调整高频输入信号与输出电压的振幅以及相位，也能追随包络。
【专利附图】
【附图说明】
[0015]图1是专利文献1所示的高频功率放大电路50的框图。
[0016]图2是表示第1实施方式的高频功率放大电路用电源装置101、高频功率放大装置201以及高频功率放大电路100的关系的图。
[0017]图3是表示针对高频功率放大电路100的电源电压Vout、高频功率信号RFout以及其包络Ve的关系的图。
[0018]图4是表示第1实施方式的高频功率放大电路用电源装置101的构成的框图。
[0019]图5是表示高频功率放大电路用电源装置101及其所包含的双向转换器的具体构成的图。
[0020]图6是表示高频信号的振幅变化RFref (包络)以及追随包络输出电压Vout的关系的图。
[0021]图7是表示第2实施方式的高频功率放大电路用电源装置102的构成的框图。
[0022]图8是表示第3实施方式的高频功率放大电路用电源装置103的构成的框图。
[0023]图9是表示第4实施方式的高频功率放大电路用电源装置104的构成的框图。
[0024]图10是表示高频功率放大电路用电源装置104的双向转换器的具体构成例的图。
[0025]图11是表示第5实施方式的高频功率放大电路用电源装置105的构成的框图。
[0026]图12是表示图11所示的高频功率放大电路用电源装置105具有的转换器C0NV1?C0NV6所进行的电荷的供给/再生的模式的图。
[0027]图13是表示通过18模式的电荷量的供给/再生而使输出电压追随输入信号的样子的图。
[0028]图14是表不输入信号、高频信号以及输出电压的关系的图。
[0029]图15是表示第6实施方式的高频功率放大电路用电源装置106以及高频功率放大装置206的构成的框图。
[0030]图16是表示第7实施方式的高频功率放大电路用电源装置的输出电压振幅监视电路的原理的图。
[0031]图17是表示第8实施方式的高频功率放大电路用电源装置108的构成的框图。
[0032]图18是表示用于对第9实施方式的高频功率放大电路用电源装置的输出电容器的电容进行推测的采样定时的例子的图。
[0033]图19是表示第10实施方式的高频功率放大电路用电源装置110的构成的框图。
[0034]图20是表示第11实施方式的高频功率放大电路用电源装置111以及高频功率放大装置211的构成的框图。
[0035]图21是表示第12实施方式的高频功率放大电路用电源装置112以及高频功率放大装置212的构成的框图。
[0036]图22是表示第13实施方式的高频功率放大电路用电源装置113的构成的框图。
[0037]图23是电压稳定化电路300的具体电路图。
[0038]图24是表示第14实施方式的高频功率放大电路用电源装置114的构成的框图。
[0039]图25是表示第15实施方式的高频功率放大电路用电源装置的、针对输出电容器的供给/再生控制的图，是双向转换器的供给期间与再生期间彼此区别开的情况下(1相位)的例子。
[0040]图26是表示第15实施方式的高频功率放大电路用电源装置的、针对输出电容器的供给/再生控制的图，是同时进行双向转换器的供给与再生的情况下(2相位)的例子。
[0041]图27是对于第16实施方式的高频功率放大电路用电源装置，表示其振幅变化监视电路用于追随输入信号地对双向转换器的开关元件进行PWM控制的处理内容的图。
[0042]图28是包括反馈控制以及其他控制模块的处理内容来进行表示的图。
[0043]图29是表示反馈控制模块所进行的包括微调在内的必要的+ Λ Q或者-Λ Q的计算处理内容的图。
[0044]图30是表示负责电荷的分配处理的例子的图。
[0045]图31是表示根据输入信号的包络的微分值dV/dt来设置死区的例子的图。
[0046]图32 (A)是表示第18实施方式的高频功率放大电路用电源装置118A的构成的框图。图32(B)是高频功率放大电路用电源装置118A的输出电压的波形图。
[0047]图33 (A)是表示第18实施方式的高频功率放大电路用电源装置118B的构成的框图。图33(B)是高频功率放大电路用电源装置118B的输出电压的波形图。
[0048]图34是表示第19实施方式的高频功率放大电路用电源装置119的构成的框图。
【具体实施方式】
[0049]《第1实施方式》
[0050]图2是表示第1实施方式的高频功率放大电路用电源装置101、高频功率放大装置201以及高频功率放大电路100的关系的图。
[0051]高频功率放大电路100输入高频信号RFin，并进行功率放大后输出高频功率信号RFout。高频功率放大电路用电源装置101将输入电源电压Vin输入，检测高频信号RFin的振幅变化(包络)，使输出电压Vout变化以追随该振幅变化。高频功率放大电路100将高频功率放大电路用电源装置101的输出电压Vout作为电源电压进行动作。
[0052]图3是表示针对上述高频功率放大电路100的电源电压Vout、高频功率信号RFout以及其包络Ve的关系的图。图3(A)是使高频功率放大电路用电源装置101起作用的情况下的波形，图3(B)是将针对高频功率放大电路100的电源电压设为恒定的情况下的波形。在此，为了便于表示高频信号的包络，电源电压也正负对称地进行表示。大体上可以说Vout与Ve之间的差分是损耗。根据本发明，可以削减该损耗。
[0053]图4是表示第1实施方式的高频功率放大电路用电源装置101的构成的框图。在输入电压的输入部与输出电压的输出部之间设有多个双向转换器C0NV1、C0NV2、……、CONVn。这些双向转换器分别是能进行电荷供给/再生的转换器。输入输出部的左右双向的箭头表示能量移动方向。在图4中，“输入信号”是(1~2GHz)的振幅变化信号(包络
信号(10~100MHz))。振幅变化监视电路10控制双向转换器C0NV1、C0NV2、......、CONVn
的电荷供给/再生，以使输出电压追随上述振幅变化信号。
[0054]图5是表示上述高频功率放大电路用电源装置101以及其所包含的双向转换器的具体构成的图。双向转换器C0NV1具备整流元件(高侧元件)Q11、换流元件(低侧元件)Q12以及扼流线圈L1。双向转换器C0NV2具备整流元件Q21、换流元件Q22以及扼流线圈L2。同样，双向转换器CONVn具备整流元件Qnl、换流元件Qn2以及扼流线圈Ln。另外，在各双向转换器配备控制整流元件以及换流元件的开关控制电路。
[0055]振幅变化监视电路10对各双向转换器的开关控制电路提供能量调整用的控制信号。例如，对驱动多个双向转换器之中哪个双向转换器进行切换。
[0056]图6是 表示上述高频信号的振幅变化RFref (包络)以及追随包络输出电压Vout的关系的图。通过各双向转换器的电荷供给/再生，从而追随包络输出电压Vout将追随于输入信号RFref的包络。在该例子中，对图5所示的高频功率放大电路100施加最高65V、最低15V的电源电压。图6表示图3所示的Vout与高频功率信号的包络(参照图3中的Ve)之间的差分为零的理想状态。
[0057]由于各双向转换器的电荷供给/再生动作以及振幅变化监视电路的响应延迟等原因，上述追随包络输出电压Vout从输入信号RFref的包络仅延迟有延迟时间Td。该延迟时间Td例如需要在1 μ s以下。
[0058]《第2实施方式》
[0059]图7是表示第2实施方式的高频功率放大电路用电源装置102的构成的框图。在输入电压的输入部与输出电压的输出部之间设有多个双向转换器C0NV1、C0NV2、……、CONVn。这些双向转换器分别是能进行电荷供给/再生的转换器。输入输出部的左右双向的箭头表示能量移动方向。振幅变化监视电路10输入作为高频信号的振幅变化信号(包络)的信号的输入信号，并控制双向转换器C0NV1、C0NV2、……、CONVn的电荷供给/再生以使输出电压追随输入信号。另外，在双向转换器的输出部配备输出侧能量蓄积兀件ESC,在双向转换器的输入部配备蓄积从上述输出侧能量蓄积元件ESC再生的能量的再生能量蓄积元件RESC。
[0060]输出侧能量蓄积元件ESC例如是电容器Co。另外，再生能量蓄积元件RESC例如是电容器Ci或者蓄电池sc。
[0061]在双向转换器C0NV1、C0NV2、……、CONVn的电荷供给时，若向负载(高频功率放大电路)供给电源电压，则在能量蓄积元件ESC中蓄积能量。若从双向转换器C0NV1、C0NV2、……、CONVn的输出侧再生能量，则因为该能量向输入侧移动，所以双向转换器C0NV1、C0NV2、……、CONVn的输入电压上升。因而，如图7所示那样，配备再生能量蓄积元件RESC。由此，双向转换器C0NV1、C0NV2、……、CONVn的输入电压的上升得到抑制，能成为稳定的输入电压。
[0062]《第3实施方式》
[0063]图8是表示第3实施方式的高频功率放大电路用电源装置103的构成的框图。在输入电压的输入部与输出电压的输出部之间设有多个双向转换器C0NV1、C0NV2、……、CONVn。这些双向转换器分别是能进行电荷供给/再生的转换器。输入输出部的左右双向的箭头表示能量移动方向。振幅变化监视电路10输入作为高频信号的振幅变化信号的输入信号，并控制双向转换器C0NV1、C0NV2、……、CONVn的电荷供给/再生以使输出电压追随高频信号的振幅变化。另外，转换器切换电路11切换基于输入信号的振幅来供给或者再生负载所需的能量的量的时间。即，切换多个双向转换器之中进行供给动作或者再生动作的转换器，并且切换进行供给或者再生的时间。
[0064]通过这样对多个双向转换器进行切换控制，从而即使在输入信号高速地变化的情况下，也能提高输出电压的变化的追随性(响应性)，能对应于输入信号而使输出电压高速地追随。
[0065]《第4实施方式》
[0066]图9是表示第4实施方式的高频功率放大电路用电源装置104的构成的框图。在输入电压的输入部与输出电压的输出部之间，设有各自能进行电荷供给/再生的多个双向转换器C0NV1、C0NV2、……、CONVn。输入输出部的左右双向的箭头表示能量移动方向。振幅变化监视电路10输入作为高频信号的振幅变化信号的输入信号，并控制双向转换器C0NV1、C0NV2、……、CONVn的电荷供给/再生以使输出电压追随输入信号。
[0067]多个双向转换器C0NV1、C0NV2、……、⑶NVn各自的供给/再生能量的量不同。另外，振幅变化监视电路10通过选择这些多个双向转换器C0NV1、C0NV2、……、C0NVn的某一个或者组合，从而能使供给/再生的能量的量以高分辨率地追随输入信号。
[0068]图10是表示上述高频功率放大电路用电源装置104的双向转换器的具体构成例的图。在此，用开关元件的电路标号来表示整流元件Qll、Qnl等以及换流元件Q12、Qn2等。双向转换器的供给/再生能量的量根据供给到输出侧能量蓄积元件的供给电荷量而定，该电荷量是向输出侧能量蓄积元件的电流积分，该电流的变化的斜率与扼流线圈Ll、Ln等的电感成反比例。因此，若扼流线圈Ll、Ln等的电感大，则双向转换器的供给/再生能量的量变小，若扼流线圈Ll、Ln等的电感小，则双向转换器的供给/再生能量的量变大。
[0069]这样，通过根据扼流线圈的电感值的设定来改变双向转换器的供给/再生能量的量，从而即使是相同 的供给或者再生的时间，也可使每一次的供给/再生能量的量发生变化。另外，能使流过电路的电流的变化di/dt缓慢，能抑制噪声的产生。进而，在作为扼流线圈而使用寄生的电感成分的情况、或由基板上用导体图案描绘的空芯(无芯)的印刷电路基板线圈构成的情况下，可以省略电路元件。
[0070]《第5实施方式》
[0071]图11是表示第5实施方式的高频功率放大电路用电源装置105的构成的框图。在该高频功率放大电路用电源装置105中，转换器C0NV1、C0NV2、C0NV3分别是供给转换器，而转换器C0NV4、C0NV5、C0NV6分别是再生转换器。通过这些多个转换器，使得整体作为双向转换器发挥作用。
[0072]转换器C0NV1具备整流开关元件Q11、对该整流元件Q11供给0N/0FF控制信号的开关控制电路、换流二极管D12以及扼流线圈L1。转换器C0NV2、C0NV3也具有相同的构成。
[0073]转换器C0NV4具备整流二极管D41、换流开关元件Q42、针对该换流开关元件Q42供给0N/0FF控制信号的开关控制电路以及扼流线圈L4。转换器C0NV5、C0NV6也具有相同的构成。在图11中虽然没有图示，但上述开关控制电路是通过振幅变化监视电路来控制的。
[0074]图12表示图11所示的高频功率放大电路用电源装置105具有的转换器C0NV1?C0NV6所进行的电荷的供给/再生的模式。在此，转换器C0NV1、C0NV4的扼流线圈的电感L最小，转换器C0NV2、C0NV5的扼流线圈的电感L为中等程度，转换器C0NV3、C0NV6的扼流线圈的电感L最大。另外，Η/S表示整流元件(高侧元件)的0N/0FF期间，L/S表示换流元件(低侧元件)的0N/0FF期间。在图12中，沿纵向排列表示了由各转换器的扼流线圈的电感的差异引起的供给/再生能量(电荷)量的差异。另外，沿横向排列表示了三种供给/再生时间的差异。
[0075]这样，通过共计18模式的电荷量的供给/再生来进行输出能量蓄积元件(图11所不的电容器Co)的充放电，以使输出电压发生变化。表不在此所不的18模式的电荷量的图虽然作为扼流线圈的施加电压不变化的微观上的图，但却成为伴随输出电压Vout变化的正弦半波状，所以能降低噪声。另外，各自的电荷量，通过将扼流线圈的电流设为不连续、连续、不连续与连续的组合、谐振等，可以取得各种形态。
[0076]图13是表示通过上述18模式的电荷量的供给/再生而使输出电压追随输入信号的样子的图。关于供给转换器C0NV1、C0NV2、C0NV3以及再生转换器C0NV4、C0NV5、C0NV6,横轴是这些转换器的0N、0FF、SLEEP的时序图。如图12所示，在供给转换器中，“0N”为整流元件(高侧元件)的0N期间，“OFF”为整流元件的OFF期间。另外，在再生转换器中，“0N”为换流元件(低侧元件)的0N期间，“OFF”为换流元件的OFF期间。
[0077]振幅变化监视电路基于输入信号来对各转换器的开关控制电路提供如该时序图那样的切换信号。因为利用各转换器通过电荷量的供给/再生来进行输出能量蓄积元件(电容器Co)的充放电，所以输出电压如图13所不那样变化。可知，该输出电压追随于输入信号。
[0078]作为对多个双向转换器供给或者再生的能量的量进行变更的手段，特别是在输入信号的频率高的情况下，如上述的例子所示那样进行将休眠与突发组合起来的离散控制是有利的。由此，开关频率的增大得到抑制，开关元件的损耗减轻。
[0079]此外，双向转换器具有的开关元件(晶体管、二极管等)的接通或者断开控制除了将休眠与突发组合起来的时间控制以外，也可以利用时间比率、频率的控制来进行。
[0080]《第6实施方式》
[0081]图14是表不输入信号、高频信号以及输出电压的关系的图。在此,输出电压的高频成分是各双向转换器的开关频率成分，通过该各双向转换器的电荷供给/再生来追随于输入信号RFref。
[0082]由于各双向转换器的电荷供给/再生动作以及振幅变化监视电路的响应延迟等原因，追随包络输出电压Vout从输入信号RFref仅延迟有延迟时间Td。[0083]第6实施方式的高频功率放大电路用电源装置以及高频功率放大装置是用于进行上述延迟时间Td量的修正的装置。
[0084]图15是表示第6实施方式的高频功率放大电路用电源装置106以及高频功率放大装置206的构成的框图。该高频功率放大装置206具备高频功率放大电路用电源装置106、RF信号处理电路20以及高频功率放大电路100。
[0085]在输入电压的输入部与输出电压的输出部之间设有多个双向转换器C0NV1、C0NV2、……、CONVn。这些双向转换器分别是能进行电荷供给/再生的转换器。振幅变化监视电路10输入从包络线检波&失真修正电路21输出的包络线信号，并控制双向转换器C0NV1、C0NV2、……、C0NVn的电荷供给/再生以使输出电压追随高频信号的振幅变化。延迟时间探测电路12通过由振幅变化监视电路10检波后的包络线信号与输出电压信号的比较来探测延迟时间。
[0086]包络线检波&失真修正电路21将从高频功率放大电路100的输出信号分配出的信号反馈给RF输入信号，来进行失真修正。延迟调整电路22输入与由延迟时间探测电路12探测出的延迟时间相当的信号，使失真修正电路21的输出信号延迟地输出到高频功率放大电路100。
[0087]这样，通过使RF输入信号仅延迟高频功率放大电路用电源装置106的延迟时间量地输出到高频功率放大电路100，由此施加了追随于高频功率放大电路100应放大的信号的电源电压。
[0088]《第7实施方式》
[0089]图16是表示第7实施方式的高频功率放大电路用电源装置的输出电压振幅监视电路的原理的图。除了以上所示的各实施方式中示出的输出电容器Co以外，因为还在各双向转换器的输出部具有电容成分，在高频功率放大电路的电源线也具有电容成分，所以存在输出侧能量蓄积元件的电容仅根据输出电容器Co是无法确定的情况。因此，振幅变化监视电路10根据需要检测(监控)输出电压的振幅，来掌握输出电压振幅是否正常、即是否与输入信号成比例。第7实施方式是检测该输出电压的振幅的一个方法。
[0090]若电容器Co的电容用C表不，充放电电荷量用Δ Qout表不,则关于输出侧能量蓄积元件(例如电容器Co)的充放电所引起的变化电压，Λ Vout存在以下关系:
[0091]C = Δ Qout/ Δ Vout
[0092]AVout = AQout/C。因此根据双向转换器的供给动作所引起的供给/再生电荷量Λ Qout以及输出侧能量蓄积元件的电容C来检测输出电压的变化AVout。
[0093]《第8实施方式》
[0094]图17是表示第8实施方式的高频功率放大电路用电源装置108的构成的框图。在输入电压的输入部与输出电压的输出部之间，设有各自能进行电荷供给/再生的多个双向转换器C0NV1、C0NV2、……、CONVn。振幅变化监视电路10输入作为高频信号的振幅变化信号的输入信号，并控制双向转换器C0NV1、C0NV2、……、C0NVn的电荷供给/再生，以使输出电压追随高频信号的振幅变化。转换器切换电路11切换基于输入信号来供给或者再生负载所需的能量的量的时间。即，切换使多个双向转换器之中哪个转换器进行供给动作还是再生动作。另外，具备对作为输出能量蓄积元件的电容器Co的电容进行推测的输出电容器电容推测单元13。该输 出电容器电容推测单元13输入电容器Co的电压以及电流，来推测电容器Co的电容。若电压变化量用Δ Vout表不，电荷移动量用Δ Qout表不，则输出电容器Co的电容值C通过C = Δ Qout/Δ Vout来算出。该运算执行单元由带运算功能的集成电路(CPU、DSP、FPGA、CPLD等)来实现。
[0095]转换器切换电路11基于振幅变化监视电路10所输入的输入信号(高频信号的包络)、和推测出的电容器Co的电容，来切换各双向转换器进行供给或者再生的时间。由此，虽然通过控制输出电容器Co的电荷移动量来控制输出电压，但输出电容器的电容值的偏差却成为问题。但是，如该实施方式所示，通过推测输出电容器的电容，从而除了基于输入信号的前馈控制，还对根据输出电容器Co的电压、电流所推测出的电容值进行反馈控制，故能提闻精度。
[0096]《第9实施方式》
[0097]图18是表示第9实施方式的用于推测高频功率放大电路用电源装置的输出电容器的电容的采样定时的例子的图。在用数字量来处理输出电容器Co的电压与电流的情况下，存在较之输出电压的振幅变化的频率而以高的频率进行采样的情况、和以低的频率进行采样的情况。在以低的频率进行采样的情况下，减低采样频率，根据两点间的数据来推测输出电容器Co的电容。
[0098]这样，即使采样频率低于信号频率，也能基于上述Λ Vout以及Λ Qout来算出输出电容器Co的电容。而且，通过使采样频率低于信号频率，从而能降低算出输出电容器Co的电容所需的每单位时间的运算量。
[0099]《第10实施方式》
[0100]图19是表 示第10实施方式的高频功率放大电路用电源装置110的构成的框图。具备:设于输入电压的输入部与输出电压的输出部之间、且各自能进行电荷供给/再生的多个双向转换器C0NV1、C0NV2、……、CONVn ;振幅变化监视电路10 ;转换器切换电路11 ；和输出电容器电容推测单元13。
[0101]振幅变化监视电路10能输入模拟或者数字的输入信号，且具备使模拟信号数字化的AD转换器。在输入信号为数字的情况下是并行或者串行的信号，具备将并行信号变换为串行信号的串行器、或者将串行信号变换为并行信号的解串器。在并行信号的情况下，可以举出LVDS等，在串行信号的情况下，除了 12C、SPI之外，还可以举出高速接口。通过使用这些接口，从而能处理可适用于各种数据处理的信号。
[0102]此外，各数据优选预先对在高频功率放大电路用电源装置110内部产生的延迟时间进行修正而使得输入信号与输出电压的振幅相位吻合。
[0103]《第11实施方式》
[0104]图20表示第11实施方式的高频功率放大电路用电源装置111以及高频功率放大装置211的构成的框图。该高频功率放大装置211具备高频功率放大电路用电源装置111、RF信号处理电路20以及高频功率放大电路100。在高频功率放大电路用电源装置111配备:设于输入电压的输入部与输出电压的输出部之间、且各自能进行电荷供给/再生的多个双向转换器C0NV1、C0NV2、……、CONVn ;振幅变化监视电路10 ;转换器切换电路11 ;输出电容器电容推测单元13 ;和延迟时间探测电路12。
[0105]其他构成与第6实施方式以及第8实施方式所示的高频功率放大电路用电源装置相同。通过这样进行延迟时间量的修正，并且除了基于输入信号的前馈控制，还对根据输出电容器Co的电压、电流所推测出的电容值进行反馈控制，从而能进一步提高输出电压的追随精度。
[0106]《第12实施方式》
[0107]图21是表示第12实施方式的高频功率放大电路用电源装置112以及高频功率放大装置212的构成的框图。
[0108]该第12实施方式的高频功率放大电路用电源装置112在进行数字控制的情况下，在控制部配备运算用微处理器(CPU、DSP、FPGA、CPLD等)MPU，在其内部配备由数字0N/0FF控制电路构成的转换器切换电路(转换器切换控制功能)11、在产生异常时强制性地将转换器切换电路11的功能停止的强制停止电路(切断开关)16、在运算用微处理器MPU的异常时进行报警输出的看门狗定时器电路15以及器件控制用接口部14。其他构成与目前为止所示的各实施方式相同。
[0109]《第13实施方式》
[0110]图22是表示第13实施方式的高频功率放大电路用电源装置113的构成的框图。该高频功率放大电路用电源装置113具备:设于输入电压的输入部与输出电压的输出部之间、且各自能进行电荷供给/再生的多个双向转换器C0NV1、C0NV2、……、C0NVn ;和振幅变化监视电路10，还在输入电压的输入部配备电压稳定化电路300。
[0111]电压稳定化电路300是非绝缘型或者绝缘型的DC-DC转换器，使向双向转换器C0NV1、C0NV2、……、C0NVn输入的输入电压稳定化为最佳的电压。若由绝缘型的DC-DC转换器构成该电压稳定化电路300，则在元件故障时，能防止电压稳定化电路300 —双向转换器一高频放大电路这一路径上的过电流或过电压。
[0112]图23是上述电压稳定化电路300的具体电路图。在变压器T1的初级侧连接着开关元件Q11、Q12、Q13、Q14，在该变压器T1的次级侧连接着开关元件Q21、Q22。在变压器T1的次级绕组的中心抽头连接着扼流线圈L以及电容器C。开关控制器CNT输入来自外部的远程信号RC，向开关元件Qll、Q12、Q13、Q14的栅极输出控制信号。另外，经由脉冲变压器T2，向驱动电路DRV输出针对开关元件Q21、Q22的控制信号。
[0113]这样一来，作为初级侧是全桥方式、次级侧是中心抽头方式的绝缘型DC-DC转换器发挥作用。例如，输入-48V系的电压，输出被稳定化了的+70V。
[0114]作为上述电压稳定化电路300，除此之外还可以使用各种非绝缘斩波转换器、绝缘型正向转换器、绝缘型逆向转换器、半桥型转换器、LLC谐振转换器等。
[0115]《第14实施方式》
[0116]图24是表示第14实施方式的高频功率放大电路用电源装置114的构成的框图。该高频功率放大电路用电源装置114具备:设于输入电压的输入部与输出电压的输出部之间且各自能进行电荷供给/再生的多个双向转换器C0NV1、……、CONVn、以及振幅变化监视电路10。
[0117]各双向转换器由绝缘型正向转换器构成。例如双向转换器C0NV1具备变压器T1、开关元件Q11、Q12、Q13、和扼流线圈L1。开关元件Q11对流过变压器T1的初级绕组的电流进行开关控制，开关元件Q13对在变压器T1的次级绕组感应出的电压进行整流，开关元件Q12对流过扼流线圈L1的电流进行换流。关于其他双向转换器也相同。
[0118]这样，若由绝缘型转换器构成供给或者再生用转换器，则利用该绝缘型转换器不仅能进行能量的供给/再生，而且也能进行电压变换，所以不需要用于得到规定输出电压的DC-DC转换器(预调整器)。因此，通过减少整体的电压变换次数，从而能防止效率降低。例如，若将预调整器的效率设为90%，将双向转换器的效率设为90%，则在2级变换的情况下，整体的功率变换效率成为90% X90%= 81%，但若利用双向转换器也可进行电压变换，则功率变换效率仅为90%。
[0119]《第15实施方式》
[0120]图25、图26是表示第15实施方式的高频功率放大电路用电源装置的针对输出电容器的供给/再生控制的图。
[0121]图25是双向转换器的供给期间与再生期间彼此区别开的情况下(1相位)的例子。在此，若每单位时间(t0到t2的期间)的输入信号的振幅变化用ARFref(t2-tO)表示，必要的增益用Gain表示，进行供给的电荷量用+ Λ Q (tl-tO)表示，进行再生的电荷量用-AQ(t2_tl)表示，输出电容器的电容用Cout表示，则控制成满足下式。
[0122]Δ Vout = Δ RFref (t2~t0) XGain = {+Δ Q (tl_t0) - Δ Q (t2_tl)}/Cout
[0123]图25中的山形是流过输出电容器的电流，其面积是输出电容器的电荷移动量。在该例子中，总体成为再生动作，AVout为负。
[0124]通过这样的定时控制，从而能得到针对输入信号的追随性良好的输出电压。
[0125]图26是同时进行双向转换器的供给与再生的情况下(2相位)的例子。在此，若每单位时间(to到tl的期间)的输入信号的振幅变化用ARFref (tl-to)表示，必要的增益用Gain表示,进行供给的电荷量用+ AQ(tl_t0)表示,进行再生的电荷量用-Δ Q(tl_t0)表不，输出电容器的电容用Cout表不,则控制为满足下式。
[0126]Δ Vout = Δ RFref (tl-tO) XGain = {+Δ Q (tl_t0) - Δ Q (tl_t0)}/Cout
[0127]图26中的山形是流过输出电容器的电流，其面积是输出电容器的电荷移动量。在该例子中，总体成为再生动作，AVout为负。
[0128]若利用这样的2相位或者2相位以上的多相位来进行供给/再生，则能得到针对输入信号的追随性更良好的输出电压。
[0129]《第16实施方式》
[0130]图27是对于第16实施方式的高频功率放大电路用电源装置，表示其振幅变化监视电路用于追随输入信号地对双向转换器的开关元件进行PWM控制的处理内容的图。
[0131]首先，对输入信号进行微分，检测ARFref值以及其正负，将ARFref值送入ARFref寄存器。若Λ RFref值为正，则进行必要的+ Λ Q电荷的算出，若ARFref值为负，则进行必要的-AQ电荷的算出。根据该± AQ的值，来分配使哪个转换器来负责电荷供给/再生。即，将+ AQ的值分为“+AQ=大”、“+AQ=中”、“+AQ=小”这3个值，分别送入占空因数寄存器(duty cycle register)DCRl、DCR2、DCR3。另外，关于-Λ Q也同样，将-Λ Q的值分为“ -Λ Q =大，，、“-A Q =中”、Λ Q =小”这3个值，分别送入占空因数寄存器DCR4、DCR5、DCR6。
[0132]数字PWM电路DPWM1?DPWM6输出与上述占空因数寄存器DCR1?DCR6的值相应的占空比的信号。带死区时间的互补输出生成器DT&C0MP1?DT&C0MP6根据数字PWM电路DPWM1?DPWM6的输出信号来驱动双向转换器的整流开关元件以及换流开关元件。
[0133]图28是包括反馈控制以及其他控制模块的处理内容来进行表示的图。在图28中，“前馈控制模块”是将图27所示的构成进行了简化来表示的。在图28中，在“反馈控制模块”中，基于时刻tO的输入信号的振幅变化△ RFref (tO)与延迟时间Td后的输出电压Vout (tO+Td),求出放大度Vout/RFref,据此求出用于对与设计上的放大度Gain的偏差进行微调的+ Λ Q、- Λ Q，对由前馈控制模块的“必要的+ Λ Q或者-Λ Q电荷的计算”所求出的值进行微调。
[0134]另外，在“反馈控制模块”中，算出前次定时的Vout(a)与本次定时的Vout (b)之间的差分Δνοιι?Ο?-Β),算出在前次定时流过输出电容器的电流Icout(a)与本次定时的Icout(b)之间的差分的时间积分值AQout(b-a)。然后，算出时刻b的输出电容器的电容，求出用于对与设计上的电容的偏差进行微调的+ Λ Q、- Λ Q，对前馈控制模块的“必要的+ Λ Q或者-Λ Q电荷的计算”所使用的值进行调整。
[0135]在“其他控制模块”中，当Vout超过规定的上限值时、或者当Icout超过规定的上限值时，限制占空因数寄存器DCRn的占空比。由此进行过电压保护或者过电流保护。另外，根据来自外部的强制0N/0FF信号，强制性地将数字PWM电路DPWMn设为OFF (on-dutyO)。进而，若看门狗定时器时间已到，则向外部进行报警输出。
[0136]图29是表示上述反馈控制模块所进行的包括微调在内的必要的+ AQ或者-AQ的计算处理内容的图。在较之设计值的放大度Gain而实际的放大度低的情况下，仅增加AQ，在较之设计值的放大度Gain而实际的放大度高的情况下，仅减少AQ。另外，在时刻b的输出电容器的电容Cout低于设计值的情况下，仅减少△ Q，在高于设计值的情况下，仅增加AQ。
[0137]图30是表示上述 负责电荷的分配处理的例子的图。该处理是用相位数分割实际的包络的dV/dt的变动值(max-min)，根据dV/dt的值的范围来确定每个转换器的占空因数寄存器DCR的值。
[0138]若dV/dt为170以上且256以下，则决定转换器C0NV1用的占空因数寄存器DCR1的值，使得Lout为小且供给量大的转换器C0NV1继续保持0N，以使在先前状态为0N模式时接着继续保持0N，在先前状态为SLEEP模式时将其解除而变为0N。
[0139]若dV/dt为85以上且小于170，则决定转换器C0NV2用的占空因数寄存器DCR2的值，使得Lout为中且供给量为中的转换器C0NV2继续保持0N，以使在先前状态为0N模式时接着继续保持0N，在先前状态为SLEEP模式时将其解除而变为0N。
[0140]同样，若dV/dt超过0且小于85，则决定转换器C0NV3用的占空因数寄存器DCR3的值，使得Lout为大且供给量为小的转换器C0NV3继续保持0N，以使在先前状态为0N模式时接着继续保持0N，在先前状态为SLEEP模式时将其解除而变为0N。
[0141]若dV/dt为-256以上且-170以下，则决定转换器C0NV4用的占空因数寄存器DCR4的值，使得Lout为小且再生量为大的转换器继续保持0N，以使在先前状态为0N模式时接着继续保持0N，在先前状态为SLEEP模式时将其解除而变为0N。
[0142]若dV/dt为超过-170且-85以下，则决定转换器C0NV5用的占空因数寄存器DCR5的值，使得Lout为中且再生量为中的转换器C0NV5继续保持0N，以使在先前状态为0N模式时接着继续保持0N，在先前状态为SLEEP模式时将其解除而变为0N。
[0143]同样，若dV/dt为超过-85且小于0，则决定转换器C0NV6用的占空因数寄存器DCR6的值，使得Lout为大且再生量为小的转换器C0NV6继续保持0N，以使在先前状态为0N模式时接着继续保持0N，在先前状态为SLEEP模式时将其解除而变为ON。
[0144]《第17实施方式》
[0145]图31是表示根据输入信号的微分值dV/dt来设置死区的例子的图。若微分值dV/dt为正且为大，则使用供给量大的供给转换器C0NV1，若dV/dt为正且为中，则使用供给量为中等程度的供给转换器C0NV2，若dV/dt为正且为小，则使用供给量小的供给转换器C0NV3。另外，若dV/dt为负且为大，则使用再生量大的再生转换器C0NV4，若dV/dt为负且为中，则使用再生量为中等程度的再生转换器C0NV5，若dV/dt为负且为小，则使用再生量小的再生转换器C0NV6。
[0146]如图31(B)所示的例子那样，在微分值dV/dt的绝对值小的范围内持续位移的情况下，频繁地来回切换转换器C0NV3的供给动作以及转换器C0NV6的再生动作。与此相对，如图31 (A)所示，在微分值dV/dt的绝对值小且进入死区的情况下，转换器C0NV1~C0NV6都停止。由此，防止频繁地来回切换转换器C0NV3的供给动作以及转换器C0NV6的再生动作，占空因数寄存器DCR3、DCR6的处理的集中得到缓和，并且动作也稳定。 [0147]《第18实施方式》
[0148]图32(A)是表示第18实施方式的高频功率放大电路用电源装置118A的构成的框图。图32(B)是输出电压的波形图。
[0149]如图32(A)所示，该高频功率放大电路用电源装置118A在双向转换器C0NV1~CONVn的输出部设置偏置电压叠加电路。该偏置电压叠加电路是产生直流偏置电压并叠加在多个双向转换器C0NV1~CONVn的输出上的电路。产生该直流偏置电压的电路由单个或者多个双向转换器构成。或者，从在输入电压的输入部前级配备的电压稳定化电路进行供
5口 ?
[0150]如图32(B)所示，输出电压成为始终超过直流偏置电压的值，成为在超过该偏置电压的范围内追随于输入信号的包络的输出电压。通过该构成，输出电压变动范围变窄，因为控制范围被限定，所以控制性能得到提高。
[0151]图33(A)是表示第18实施方式的高频功率放大电路用电源装置118B的构成的框图。该高频功率放大电路用电源装置118B是图32(A)所示的高频功率放大电路用电源装置的更具体的例子。图33⑶是高频功率放大电路用电源装置118B的输出电压的波形图。在图33(A)中，双向转换器CONVm是在输入电压的输入部前级配备的双向转换器，供给直流偏置电压。
[0152]在不超过直流偏置电压的范围内高频功率放大电路(被供给输出电压的负载)成为可变电阻性能的情况下，产生直流偏置电压的双向转换器CONVm的动作模式优选是其扼流线圈电流连续流过的动作模式，使得根据输入电压与时间比率唯一地决定输出电压。由此，前馈中的控制性能得到提高。另外，该直流偏置电压也能根据需要来变动。
[0153]《第19实施方式》
[0154]图34是表示第19实施方式的高频功率放大电路用电源装置119的构成的框图。
[0155]由于转换器切换电路11输出的脉冲信号受到后级的器件延迟的影响，因此分别对高侧的开关元件与低侧的开关元件配备了 0N&0FF时边沿延迟独立调整部17H、17L，该0N&0FF时边沿延迟独立调整部17H、17L独立地校准启动时的上升沿的延迟时间以及关闭时的下降沿的延迟时间。FET驱动器18L利用0N&0FF时边沿延迟独立调整部17L的输出信号来驱动低侧的开关元件Q22。隔离器&FET驱动器18H利用ON&OFF时边沿延迟独立调整部17H的输出信号来驱动高侧的开关元件Q11。这些延迟调整部18H、18L由移位寄存器等构成。
[0156]这样将延迟调整部配备在运算用微处理器MPU内部，根据实际的器件延迟的偏差而向各转换器供给定时校准了的脉冲信号。
[0157]虽然能预料在运算用微处理器MPU内部被处理的数字数据的运算延迟时间，但接受转换器切换电路11所输出的脉冲信号的脉冲变压器、数字隔离器、光电耦合器、FET驱动器、开关元件(FET等)等，主要是功率半导体的0N、0FF各自的传播延迟时间的偏差相对来说非常大。虽然该偏差在实际的器件中成为问题，但通过根据这些偏差分别独立地调整启动或者关闭的延迟，从而例如能在生产工序中实现分别调整，能用被运算处理过的数据正确地控制功率半导体的0N/0FF。
[0158]符号说明
[0159]CNT…开关控制器
[0160]Co…输出电容器
[0161]C0NV1 ~C0NV6、CONVn…双向转换器
[0162]C0NV1、C0NV2、C0NV3…供给转换器
[0163]C0NV4、C0NV5、C0NV6…再生转换器
[0164]D12、D22、D32…换流二极管
[0165]D41、D51、D61 …整流二极管
[0166]DCR1~DCR6、DCRn…占空因数寄存器
[0167]DPWMI ~DPWMn…PWM 电路
[0168]DRV…驱动电路
[0169]DT…带死区时间的互补输出生成器
[0170]ESC…输出侧能量蓄积元件
[0171]Ll、L2、L4、Ln …扼流线圈
[0172]MPU…运算用微处理器
[0173]Qll、Q21、Qnl...整流开关元件
[0174]Q12、Q22、Q42、Qn2...换流开关元件
[0175]RESC…再生能量蓄积元件
[0176]RFin…高频信号
[0177]RFout…高频功率信号
[0178]SC…蓄电池
[0179]T1…变压器
[0180]T2…脉冲变压器
[0181]10…振幅变化监视电路
[0182]11…转换器切换电路
[0183]12...延迟时间探测电路
[0184]13…输出电容器电容推测单元
[0185]14...器件控制用接口部[0186]15...看门狗定时器电路
[0187]16…强制停止电路
[0188]17Η、17Ι^..0Ν&0ΡΡ时边沿延迟独立调整部
[0189]18Η…隔离器&FET驱动器
[0190]lSI^.FET 驱动器
[0191]20…RF信号处理电路
[0192]21…失真修正电路
[0193]22…延迟调整电路
[0194]101~106、108、110~114、118、119…高频功率放大电路用电源装置
[0195]201、206、211、212…高频功率放大装置
[0196]300…电压稳 定化电路
【权利要求】
1.一种高频功率放大电路用电源装置，使作为电源电压而向放大高频信号的高频功率放大电路供给的输出电压，根据上述高频信号的振幅变化而变化，上述高频功率放大电路用电源装置的特征在于，具备:单个或者多个双向转换器，设于输入电压的输入部与上述输出电压的输出部之间、且能进行电荷供给/再生；和振幅变化监视电路，检测上述高频信号的振幅变化，并控制由上述双向转换器进行的电荷供给/再生，使得上述输出电压追随上述高频信号的振幅变化。
2.根据权利要求1所述的高频功率放大电路用电源装置，其中，在上述双向转换器的上述输出部配备输出侧能量蓄积元件，在上述双向转换器的上述输入部配备蓄积从上述输出侧能量蓄积元件再生的能量的再生能量蓄积元件。
3.根据权利要求1或2所述的高频功率放大电路用电源装置，其中，配备多个上述双向转换器，上述振幅变化监视电路具备:切换电路，基于上述闻频彳目号的振幅变化来切换由上述多个双向转换器进行的供给或者再生。
4.根据权利要求3所述的高频功率放大电路用电源装置，其中，上述多个双向转换器进行供给或者再生的能量的量分别不同。
5.根据权利要求4所述的高频功率放大电路用电源装置，其中，上述多个双向转换器进行供 给或者再生的能量的量，根据扼流线圈的电感或者寄生于电路的电感成分的差异而分别不同。
6.根据权利要求1~5中任一项所述的高频功率放大电路用电源装置，其中，上述双向转换器具备:开关元件；以及开关控制电路，通过控制该开关元件的接通时间或者断开时间来控制所供给或者再生的能量的量，上述开关控制电路进行使上述开关元件的时间比率、开关频率、休眠时间以及突发时间中的任一个控制组合起来的控制。
7.根据权利要求1~6中任一项所述的高频功率放大电路用电源装置，其中，上述高频功率放大电路用电源装置具备:延迟时间探测电路，掌握上述输出电压的变化相对于上述高频信号的振幅变化的延迟时间。
8.根据权利要求1~7中任一项所述的高频功率放大电路用电源装置，其中，上述振幅变化监视电路具备:供给再生电荷量调整单元，基于上述输出侧能量蓄积元件的电容值和上述高频信号的振幅变化，来调整向上述输出侧能量蓄积元件供给或者再生的电荷量。
9.根据权利要求8所述的高频功率放大电路用电源装置，其中，上述振幅变化监视电路具备求出上述高频信号的振幅的微分值的单元，上述高频信号的振幅变化的斜率越大，则上述供给再生电荷量调整单元越使向上述输出侧能量蓄积元件供给的电荷量或者从上述输出侧能量蓄积元件再生的电荷量增加。
10.根据权利要求1~7中任一项所述的高频功率放大电路用电源装置，其中，上述振幅变化监视电路具备:输出电容推测单元，检测向上述输出侧能量蓄积元件施加的施加电压以及电流，并推测上述输出侧能量蓄积元件的电容。
11.根据权利要求10所述的高频功率放大电路用电源装置，其中，上述输出电容推测单元是计算单元，该计算单元根据向上述输出侧能量蓄积元件流动的电流来检测电荷移动量，并将该电荷移动量除以向上述输出侧能量蓄积元件施加的施加电压的变化量而得到的值，作为上述输出侧能量蓄积元件的电容。
12.根据权利要求10或11所述的高频功率放大电路用电源装置，其中，上述输出电容推测单元对向上述输出侧能量蓄积元件施加的施加电压以及电流进行采样，并变换为数字信号，通过基于多个点间的数据的数字运算来推测上述输出侧能量蓄积元件的电容。
13.根据权利要求1~12中任一项所述的高频功率放大电路用电源装置，其中，上述振幅变化监视电路具备微处理器，上述微处理器具备:切换上述双向转换器的动作/停止的单元；探测上述双向转换器的异常的单元；和在探测到该异常时停止上述双向转换器的动作的单元。
14.根据权利要求1~13中任一项所述的高频功率放大电路用电源装置，其中，在上述输入电压的输入部前级配备电压稳定化电路。
15.根据权利要求1~14中任一项所述的高频功率放大电路用电源装置，其中，上述双向转换器由具备绝缘变压器的绝缘型转换器构成。
16.根据权利要求1~15中任一项所述的高频功率放大电路用电源装置，其中，上述振幅变化监视电路，在每单位时间的高频信号的振幅变化用△RFref(tl-tO)表示，上述单位时间为t0到tl的期间，必要的增益用Gain表示，进行供给的电荷量用+ AQ(tl-tO)表示,进行再生的电荷量用-AQ(tl-tO)表示，输出侧能量蓄积元件的电容用Cout表示，输出电压变化用AVout表示的情况下，进行满足如下式子的控制:Δ Vout = Δ RFref (tl-tO) XGain =〔 +Δ Q (tl_t0) - Δ Q (tl_t0)〕/Cout。
17.根据权利要求1~16中任-项所述的高频功率放大电路用电源装置，其中，上述振幅变化监视电路具备微处理器，上述微处理器使上述双向转换器离散地接通/断开，来控制由上述双向转换器进行的电荷供给/再生。
18.根据权利要求17所述的高频功率放大电路用电源装置，其中，上述振幅变化监视电路具备:脉冲产生器，基于根据上述高频信号的振幅的微分值所求出的供给/再生电荷量，来求出多个双向转换器之中各双向转换器进行供给或者再生的电荷量的分担，并使各双向转换器进行接通/断开控制。
19.根据权利要求18所述的高频功率放大电路用电源装置，其中，上述脉冲产生器具备:延迟元件，独立地校准各双向转换器的启动时的延迟时间以及关闭时的延迟时间。
20.根据权利要求17~19中任一项所述的高频功率放大电路用电源装置，其中，上述振幅变化监视电路具备:在上述高频信号的振幅的微分值小于阈值的情况下，进行停止上述双向转换器的离散的接通/断开控制的死区控制的单元。
21.根据权利要求1~20中任一项所述的高频功率放大电路用电源装置，其中，在上述输出部配备叠加直流的偏置电压的直流偏置电压叠加单元。
22.根据权利要求21所述的高频功率放大电路用电源装置，其中，上述直流偏置电压叠加单元由双向转换器、以及在时间轴上对该双向转换器产生的上述偏置电压进行变更的控制电路构成。
23.—种高频功率放大装置，具备放大高频信号的高频功率放大电路、和高频功率放大电路用电源装置，该高频功率放大电路用电源装置使作为电源电压而向该高频功率放大电路供给的输出电压，根据上述高频信号的振幅变化而变化，上述高频功率放大装置的特征在于，具备:单个或者多个双向转换器，设于输入电压的输入部与上述输出电压的输出部之间、且能进行电荷供给/再生；和振幅变化监视电路，检测上述高频信号的振幅变化，并控制由上述双向转换器进行的电荷供给/再生，使得上述输出电压追随上述高频信号的振幅变化。
【文档编号】H03F3/20GK103636119SQ201280030646
【公开日】2014年3月12日 申请日期:2012年5月25日 优先权日:2011年6月22日
【发明者】辻仁司 申请人:株式会社村田制作所