具有精确电流控制的LED照明系统的制作方法

美国临时申请号No.60/909,458，题为“Ballast for Light Emitting Diode Light Sources(LED光源镇流器)”,发明人John L.Melanson,代理人备案号No.1666-CA-PROV,申请日期2007年4月1日，描述了示例性的方法和系统，全文引用，此处称为：“Melanson I”。

美国专利申请号No.12/047,249,题为“Ballast for Light Emitting Diode Light Sources(LED光源镇流器)”,发明人John L.Melanson,代理人备案号No.1666-CA,申请日期2008年3月12日，描述了示例性的方法和系统，全文引用，此处称为:“Melanson II”。

美国专利申请号No.12/047,269,题为“Lighting System with Power Factor Correction Control Data Determined from a Phase Modulated Signal(带有相位调制信号确定的功率因数校正控制数据的照明系统)”,发明人John L.Melanson,代理人备案号No.1787-CA,申请日期2008年3月12日，描述了示例性的方法和系统，全文引用，此处称为:“Melanson III”。

美国专利申请号No.11/695,024,题为“Lighting System with Lighting Dimmer Output Mapping(带有照明减光器输出映射的照明系统)”,发明人John L.Melanson和John Paulos,代理人备案号No.1669-CA,申请日期2007年4月1日，描述了示例性的方法和系统，全文引用，此处称为:“Melanson IV”。

美国专利申请号No.11/864,366,题为“Time-Based Control of a System having Integration Response(具有集成响应的系统的基于时间的控制)”,发明人John L.Melanson,代理人备案号No.1692-CA,申请日期2007年9月28日，描述了示例性的方法和系统，全文引用，此处称为:Melanson V。

美国专利申请号No.11/967,269,题为“Power Control System Using a Nonlinear Delta-Sigma Modulator with Nonlinear Power Conversion Process Modeling(采用带有非线性功率转换过程模型的非线性delta-sigma调制器的功率控制系统)”,发明人John L.Melanson,代理人备案号No.1745-CA,申请日期2007年12月31日，描述了示例性的方法和系统，全文引用，此处称为:Melanson VI。

美国专利申请号No.11/967,271,题为“Power Factor Correction Controller with Feedback Reduction(减弱反馈的功率因数校正控制器)”,发明人John L.Melanson,代理人备案号No.1756-CA,申请日期2007年12月31日，描述了示例性的方法和系统，全文引用，此处称为:Melanson VII。

美国专利申请号No.11/967,273,题为“System and Method with Inductor Flyback Detection Using Switch Gate Charge Characteristic Detection(具有采用开关门充电特性探测的电感回馈探测的系统和方法),”发明人John L.Melanson,代理人备案号No.1758-CA,申请日期2007年12月31日，描述了示例性的方法和系统，全文引用，此处称为:Melanson VIII。

美国专利申请号No.11/967,275,题为“Programmable Power Control System(可编程功率控制系统)”,发明人John L.Melanson,代理人备案号No.1759-CA,申请日期2007年12月31日，描述了示例性的方法和系统，全文引用，此处称为:Melanson IX。

美国专利申请系列号No.11/967,272,题为“Power Factor Correction Controller With Switch Node Feedback(带有开关节点反馈的功率因数校正控制器)”,发明人John L.Melanson,代理人备案号No.1757-CA,申请日期2007年12月31日，描述了示例性的方法和系统，全文引用，此处称为:Melanson X。

美国专利申请系列号No.12/058,971,题为“LED Lighting System with a Multiple Mode Current Control Dimming Strategy(具有多模电流控制减光策略的LED照明系统)”,发明人John L.Melanson,代理人备案号No.1785-CA,申请日期2008年3月31日，描述了示例性的方法和系统，全文引用，此处称为:Melanson XI。

技术领域

本发明大体上涉及电子学和照明领域，并且特别涉及具有精确电流控制的发光二极管(LED)系统和方法。

背景技术：

白炽灯泡的商业应用已经超过100年。然而，其它光源在商业上显示了可能替代白炽灯泡。LED日益显示出其作为主流光源的特别吸引力，部分地是由于通过其高效光输出以及诸如减少汞的环境污染的能源节省。

LED是用直流驱动的半导体装置。LED的流明输出强度(即亮度)与流经LED的电流近似正比变化。因此，增大LED的电流供应就会增加LED强度，而减小LED的电流就会使LED变暗，即降低LED亮度。要调整LED电流，既可将直流电流水平直接降低到白光LED，也可采用调制占空因数的办法来降低平均电流。

在操作光源时减暗光源节省了能量，并且也允许用户把光源的强度调节到所需的水平。家庭和建筑物的许多光源装置都包括了光源变暗电路(此处称为“减光器”)。

图1描述了LED照明系统100，该LED照明系统对发光二极管(LEDs)102供能，并且根据相位调制信号VΦ所指示的减光水平来使这些LED 102变暗。电压源104提供交流输入电压VIN。由二极管全波桥式整流器108将该输入电压VIN整流。主电压源104例如为公用设施，而输入电压VDIM例如在美国为60Hz/120V整流电压、或者在欧洲为50Hz/230V整流电压。减光器106例如是一个相位切割减光器，它在整流输入电压VIN中产生相位延迟来生成相位调制信号VΦ。用该相位延迟表示减光水平。一般地，相位延迟增大，则减光水平下降，即，相位延迟增大，则减光水平表示LED 102的较低亮度水平。Melanson I、Melanson II和Melanson III文件的“背景技术”部分描述了减光器106的几个例子。

开关电源110采用了开关功率转换器技术以将相位调制信号VΦ转换成输出电压VOUT。该输出电压VOUT足以偏压LED 102。开关电源110还提供LED电流iLED以使LED 102发光。

电流控制器112通过控制n沟道场效应晶体管(FET)Q1的电导率来控制LED电流iLED的有效值和平均值。电流控制器112产生门控制信号CG0来对FET Q1的门极进行充电和放电。该控制信号CG0具有两个相关的频率，一个是有效频率而另一个是占空因数调制频率。在LED电流iLED的有效周期内，控制信号CG0具有有效频率，其范围例如在20kHz–500kHz。如随后详述，占空因数调制频率小于有效频率。LED电流iLED的有效周期是当LED电流iLED的平均值等于电流值iFULL时的时间周期。该平均(值)的时间周期为，例如，有效频率的周期的一倍或几(例如3–5)倍。

当控制信号CG0为逻辑“1”时，FET Q1导通，即为“ON”，而当控制信号CG0为逻辑“0”时，FET Q1非导通，即为“OFF”。当FET Q1为“ON”时，二极管D1反向偏压，并且LED电流iLED流经LED 102，并且对电感L1充电。当FET Q1为“OFF”时，在电感L1两端的电压改变极性，并且二极管D1为LED电流iLED产生电流通路。电感L1选得能储存足够能量来当MOSFETQ1为“OFF”时维持LED电流iLED的近似恒定有效值。电容C1帮助“平滑”LED电流iLED。如随后详述的，当电流控制系统112工作时，即在LED电流iLED的有效周期期间LED电流iLED的有效值为平均LED电流iLED。该LED电流iLED包括归因于例如电感L1的充电和放电的脉动201。脉动201的频率是该有效频率。为了发挥LED的效率，最好保持LED电流相对恒定以降低热效应。

图2描述了相位调制信号VΦ所表示的不同减光水平时的LED电流iLED的图形表示200。参照图1和图2，当相位调制信号VΦ表示全减光水平，即LED 102的全亮度时，如LED电流iLED波形202所示的，电流控制器112控制LED电流iLED，使得LED电流iLED的有效值在时间上是连续的且恒定的，并且等于iFULL。“iFULL”表示LED电流iLED的有效值，该有效值使得LED 102以全亮度照射。

电流控制器112用来自反馈信号LEDisense的反馈信息来感测LED电流iLED的有效值。该反馈信号LEDisense表示检测电阻RSENSE两端的电压Vfb。该电压Vfb表示当FET Q1为ON时的LED电流iLED。因此，电流控制器112从反馈信号LEDisense获得LED电流iLED的值，并且可以在LED电流iLED的有效周期内调节控制信号CG0_FULL的占空因数以将LED电流iLED的有效值维持在最大有效值(full active value)iFULL。如随后详述的，控制信号CG0_FULL的占空因数也已调制在占空因数调制频率，以便响应由相位调制信号VΦ所指示的减光水平来产生控制信号CG0。

为了确定由相位调制信号VΦ所指示的减光水平，比较器114将相位调制信号VΦ与相位延迟检测参考信号VDET作比较。相位延迟检测参考信号VDET的值被设置以检测相位调制信号VΦ的任意相位延迟的边缘。一般地，在相位调制信号VΦ的每个周期内的任意相位延迟的边缘引起相位调制信号VΦ的电压增大。因此，一般地，相位延迟检测参考信号VDET的值设置得足够低，以便当与相位延迟的终止相关联的上升边缘被检测到时，比较器114的输出从逻辑0变为逻辑1，并且如果在相位调制信号VΦ的周期内检测到相位延迟，则变为逻辑0。

比较器114产生具有占空因数调制频率的占空因数调制启动信号EN。该启动信号EN的占空因数对应于由相位调制信号VΦ所指示的减光水平。电流控制器112通过对控制信号CG0作占空因数调制以响应于启动信号EN，使得LED电流iLED的平均值iLED_AVG按照由相位调制信号VΦ所指示的减光水平作变化。调制器116表示的是采用启动信号EN来产生一个占空因数调制控制信号CG0的逻辑表示。启动信号EN表示到与门118的一个输入信号，而控制信号CG0_FULL表示到与门118的另一个输入信号。该与门118是示例性的。在通常的应用中，与门118的功能被集成到控制器112的逻辑内。控制信号CG0_FULL对应于LED电流iLED的有效周期内的控制信号CG0。当启动信号EN为逻辑1时，控制信号CG0等于控制信号CG0_FULL。当启动信号EN为逻辑0时，控制信号CG0等于0。因此，控制信号CG0被占空因数调制到产生控制信号CG0_FULL，并且被占空因数调制以响应于相位调制信号VΦ。

例如，参考LED电流iLED的波形204，当相位调制信号VΦ指示3/4减光水平时，启动信号EN的占空因数为0.75。启动信号EN使得电流控制器112以与启动信号EN相同的占空因数对控制信号CG0作占空因数调制，使得时间周期TACTIVE_3/4/T等于0.75。因此，当相位调制信号VΦ指示3/4减光水平时，对于相位调制信号VΦ的每个周期T，LED电流iLED的有效周期等于TACTIVE_3/4。周期T表示占空因数调制周期，而占空因数调制频率等于1/T。平均LED电流iLED_AVG等于iFULL(LED电流iLED的有效值)乘以启动信号EN的占空因数。对于3/4减光水平，平均LED电流iLED_AVG等于0.75*iFULL。在LED电流iLED的非有效周期内，即在有效周期TACTIVE_3/4结束后到相位调制信号VΦ的下一个周期开始前这段时间里，LED电流iLED为0。

参考LED电流iLED的波形206，当相位调制信号VΦ指示1/8减光水平时，启动信号EN的占空因数为0.125。启动信号EN使得电流控制器112以与启动信号EN相同的占空因数对控制信号CG0作占空因数调制，使得时间周期TACTIVE_1/8/T等于0.125。因此，当相位调制信号VΦ指示1/8减光水平时，对于相位调制信号VΦ的每个周期T，LED电流iLED的有效周期等于TACTIVE_1/8。平均LED电流iLED_AVG等于iFULL乘以启动信号EN的占空因数。对于1/8减光水平，平均LED电流iLED_AVG等于0.125*iFULL。在LED电流iLED的非有效周期内，即在有效周期TACTIVE_1/8结束后到相位调制信号VΦ的下一个周期开始前这段时间里，LED电流iLED为0。

通常，可减光LED系统是用控制恒流源的脉冲宽度调制(PWM)方式驱动的，并且调节该PWM占空因数来选择减光水平。该恒流源既可为线性的也可为开关模式的控制器。在例如总的照明工程的大多数高功率的LED应用中，系统的效率是关键特性，所以采用开关模式的控制器。这些控制器的开关频率fSW通常在20kHz到1+MHz范围。开关模式控制器的例子如美国赛倍思公司(Sipex Corporation)的SP6652和美国国家仪器公司(National Instruments)的LM3407。它们的数据表的发布日期：前者为2007年5月25日，后者为2008年1月18日，作为参引在此合并。

现在参考图3，一个对启动信号EN的示例性图300，该图示出了Sipex SP6652的输出电压Vout和LED电流ILED随减光电压值的变化。图300示出了LED电流ILED的有效周期的一个示例性坡升302。在图3中，电压VIN为4.2V，V0为3.3V，Iout为600mA，Rsense为4kΩ，而L1为4.7μH。此外，现参照图4，另一个对启动信号EN的示例性图400，该图示出了Sipex SP6652的输出电压Vout和LED电流ILED随减光电压值的变化。图400示出了LED电流ILED的有效周期的另一个示例性坡升402。在图4中，电压VIN为4.2V，V0为1.5V，Iout为600mA，Rsense为4kΩ，而L1为4.7μH。如图示300和400中可见，LED电流ILED的形状未能控制得很好。

现在参照图5，对启动信号EN的示例性图500，该图示出了美国国家半导体公司(National Semiconductor)的LM3407的输出电压VLED和LED电流ILED随时间的变化。特别是在图示500中，示出了减光的启动，并示出了LED电流ILED的有效周期的示例性电流坡升502。现参照图6，对启动信号EN的示例性图600，该图示出了美国国家半导体公司(National Semiconductor)的LM3407的输出电压VLED和LED电流ILED随时间的变化。特别是在图600中，示出了减光的禁止，并且对如图500中所示出的LED电流ILED的同一有效周期的示例性电流坡降602。

开关模式控制器(例如Sipex SP6652和National Semiconductor LM3407)具有脉冲式的启动输入信号(例如启动信号EN或VEN)以便工作于PWM方式。理想地，最好对LED系统在LED电流ILED的每个有效时间周期提供所需量的电荷。然而，由于在离散的时间对电荷进行量子化是有限制的，要对LED系统在LED电流ILED的一个有效时间周期提供理想的所需量的电荷是极其困难或者不可能实现的。这种非理想性本身归因于电荷量子化的本质(例如，电荷量子化周期)。电荷量子化周期的固有问题在于，由于电荷基于离散时间以离散量进行量子化这一事实，对LED系统提供给LED电流ILED的电荷量的精确性是受到限制的。例如，在LED电流ILED的坡升(如斜坡502)和坡降(如斜坡602)的时间中的几何点，以及LED电流ILED按照控制信号的脉冲值而在平均峰值电流值上的波动的周期率限制了所提供的电荷量的精确性。同样，温度变化、电源变化、LED老化等问题都会对传递给LED系统的电荷量的精确性产生影响。

还有，脉冲推动启动输入信号的PWM工作频率太慢(例如低于200Hz)能被觉察为可减光LED照明系统的LED的闪烁。此外，为了脉冲启动输入信号而在20kHz的PWM频率以下工作则有可能产生归因于磁性材料的声频行为的声音干扰，这是不希望发生的，并且可以导致因为要改善其声音通道的较高成本。

另一方面，用于脉冲推动启动输入信号的PWM工作频率过快会造成电流控制器的启动和停止的问题。例如，要开启和关闭电流需要花0.1毫秒到1毫秒时间。在高PWM工作频率下，可减光LED照明系统会遇到的许多其它负面效应有非均匀减光控制、非预见控制、以及非线性行为。在采用多种颜色的LED系统时，PWM工作频率的快慢的平衡对于生成的颜色很重要，这些问题严重地限制了提供所需生成颜色的能力。

还有以不同于PWM工作来调节强度的、具有期望特性的其它减光模式。其中一种包括采用delta-sigma调制。然而，采用这种delta-sigma调制对于控制器的慢运行行为不实用。因此，很希望有而且需要有一种控制系统，它能在宽的减光频率范围内线性工作，同时又能保持高的效率。

技术实现要素：

在本发明的一个实施例中，发光二极管(LED)照明系统包括一个LED控制器来控制LED系统中的电流。该LED控制器包括部件，该部件基于电流和LED电流时间周期的有效时间周期计算传递给该LED系统的实际电荷量，并且利用该实际电荷量来修正和提供在LED电流时间周期的未来有效时间周期内要传递的所需目标电荷量。该LED系统还可具有部件，该部件将实际电荷量与有效时间周期的所需电荷量作比较，并且对实际电荷量与未来有效时间周期内所需的电荷量的差作补偿。

在本发明的另一个实施例中，公开了一种控制LED照明系统的LED系统中的电流的方法。该方法包括：基于该电流和LED电流时间周期的有效时间周期计算传递给该LED系统的实际电荷量，以及利用该实际电荷量来修正和提供在LED电流时间周期的未来有效时间周期内要传递的所需目标电荷量。该方法还可包括将实际电荷量与有效时间周期所需目标电荷量作比较，并且对实际电荷量与未来有效时间周期内所需的电荷量的差作补偿。

在本发明的另一实施例中，公开了一种电流控制器，该电流控制器用来控制LED照明系统的LED系统的电流。该电流控制器包括部件，该部件用于从减光控制器接收减光水平信号，以及用于基于该减光水平信号来控制和提供一定量的驱动电流以驱动LED系统。这些部件至少是LED控制器的一部分，以基于该电流和LED电流时间周期的有效时间周期计算传递给该LED系统的实际电荷量，并且利用该实际电荷量来修正和提供在LED电流时间周期的未来有效时间周期内要传递的所需目标电荷量。

在本发明的另一实施例中，公开了一种控制LED照明系统的LED系统电流的方法。该方法包括：从减光控制器接收减光水平信号，并且基于该减光水平信号来控制和提供一定量的驱动电流以驱动LED系统。该接收、控制和提供步骤至少是LED控制器方法的一部分，以基于该电流和LED电流时间周期的有效时间周期计算传递给该LED系统的实际电荷量，并且利用该实际电荷量来修正和提供该LED电流时间周期的未来有效时间周期内要传递的所需目标电荷量。

在另一实施例中，公开了一种delta-sigma调制器减光控制器来控制LED照明系统的LED系统的减光水平。该delta-sigma调制器减光控制器包括部件，该部件用于接收减光控制信号，以及驱动减光水平信号到电流控制器用于提供电流来驱动LED系统。这些部件至少是LED控制器的一部分，以基于该电流和LED电流时间周期的有效时间周期计算传递给该LED系统的实际电荷量，并且利用该实际电荷量来修正和提供在该LED电流时间周期的未来有效时间周期内所需的目标电荷量。

在另一实施例中，公开了一种利用delta sigma调制器来控制LED照明系统的LED系统的减光水平的方法。该方法包括：接收减光控制信号，并且驱动减光水平信号到电流控制器以提供电流来驱动LED系统。该接收和驱动步骤至少是LED控制器方法的一部分，以基于该电流和LED电流时间周期的有效时间周期计算传递给该LED系统的实际电荷量，并且利用该实际电荷量来修正和提供在该LED电流时间周期的未来有效时间周期内要传递的所需目标电荷量。

附图说明

参照附图，本领域的技术人员会更好地理解本发明，并且本发明的多个目的、特征和优点会是显而易见的。各图中的相同附图标记的使用指示相同或相似的元件。

图1(已标为现有技术)描述了LED照明系统。

图2(已标为现有技术)描述了图1的LED照明系统中的LED电流在各种减光水平的图形表示。

图3(已标为现有技术)图3描述了现有技术的LED开关模式控制器的依据减光电压值绘制的启动信号、输出电压与LED电流之间的图形关系。

图4(已标为现有技术)图4描述了现有技术的LED开关模式控制器的依据减光电压值绘制的启动信号、输出电压与LED电流之间的另一图形关系。

图5(已标为现有技术)描述了另一现有技术的LED开关模式控制器的依据时间绘制的启动信号、输出电压与LED电流之间的图形关系，其示出了LED电流的坡升。

图6(已标为现有技术)描述了现有技术的LED开关模式控制器的依据时间绘制的启动信号、输出电压与LED电流之间的另一图形关系，其示出了图5所示的LED电流的坡降。

图7描述了根据本发明的具有精确电流控制的LED照明系统。

图8描述了实现本发明的原理的被控LED照明系统的电流控制器的时序图。

图9描述了示出LED电流的电流有效周期的时间曲线图，其中，脉冲宽度调制(PWM)控制信号在LED电流时间周期的有效时间周期内控制LED电流的电流水平。

图10描述了LED电流的时间曲线图，其示出了由脉冲宽度调制了的减光控制器控制的LED电流的有效和非有效周期的示例性队列。

图11描述了LED电流的时间曲线图，其示出了由delta sigma调制了的减光控制器控制的LED电流的有效和非有效周期的示例性队列。

具体实施方式

发光二极管(LED)照明系统包括LED控制器来精确控制LED系统中的电流。该LED控制器包括部件，该部件基于该电流和LED电流时间周期的有效时间周期来计算传递给该LED系统的实际电荷量，其中，LED电流时间周期被占空因数调制在大于50Hz的频率，并且利用该实际电荷量来修正和提供在该LED电流时间周期的未来有效时间周期内要传递的所需目标电荷量。该LED系统还具有部件来为LED电流时间周期的有效时间周期计算传递给该LED系统的实际电荷量，并且还具有部件来将该实际电荷量与为LED电流时间周期的有效时间周期所需的电荷量作比较，并且对实际电荷量与未来有效时间周期内所需的电荷量的差作补偿。具有了精确控制所需电荷量的能力，就能更好地控制平均LED电流，从而更有效地控制LED的光强。

根据本发明的原理用这种方式对LED电流的精确控制和电荷补偿使得此LED照明控制系统线性工作于宽的减光范围并且保持高效率。通过对LED电流的精确控制和电荷补偿，由脉冲推动启动输入信号的慢PWM工作频率(例如，低于200Hz)引起的闪烁可避免。此外，脉冲推动启动输入信号的过快PWM工作频率引起的启动和停止问题也由LED电流的精确计算电荷补偿得到避免。过快PWM工作频率引起的其它负面效应，诸如非均匀减光控制、非预知控制、以及非线性行为，也由于对LED电流的精确控制和电荷补偿而得以消除。能够精确平衡慢和快PWM工作频率，则提供所需生成的LED颜色的能力就不再受到限制了。

图7描述了LED照明系统700，其包括控制LED电流iLED的电流控制系统702。该LED照明系统700还包括减光策略模块704，该减光策略模块704响应于变化的减光水平以及根据随后详述的减光策略来改变并且调制LED电流iLED的有效值。在至少一个实施例中，LED照明系统700还包括电压源104、减光器106、整流器108和开关电源110，它们的工作如先前所述。

电流控制系统702(在虚线边框中示出)包括LED控制器706来产生占空因数调制的门控制信号CG1以控制FET Q1的电导率，并且从而控制LED电流iLED。LED控制器706包括减光控制器707和电流控制器709。减光控制器707驱动电流控制器709。减光控制器707可以是脉冲宽度调制(PWM)的减光控制器或delta-sigma调制的减光控制器。控制信号CG1对FET Q1的门极充电和放电。控制信号CG1的逻辑值为1时(例如，第一状态)使得FET Q1导通并推动LED电流iLED经过包括若干个LED 102的LED系统且经过电感L1。控制信号CG1的逻辑值为0时，使得FET Q1非导通(例如，第二状态)。FET Q1表示开关的一个实施例，它也并且可用-任意类型的开关来替代。

在至少一个实施例中，LED照明系统700按照由诸如相位切割调减光器106的减光器产生的减光水平输入来使LED系统(例如，LED 102)变暗。LED 102的数量是可选择的。LED 102可用单个LED来代替。LED照明系统700可从LED 102接收来自任何类型减光器的指示减光水平的减光信号。例如，可不用减光器106，而LED照明系统700可包括诸如数字式减光器708或具有直流(DC)减光控制电压(未示出)的减光器106的减光器。在至少一个实施例中，数字式减光器708是数字式可编址照明接口(a digital addressable lighting interface,DALI)兼容减光器。数字式减光器708也用“虚”线描述，因为一般LED照明系统700包括一个减光器或另一减光器，而不是两个减光器。因此，在至少一个实施例中，数字式减光器708是减光器106和相位延迟检测器710的替代。诸如减光器106和数字式减光器708的减光器可手动或自动接收输入，该输入设置要由减光器输出的减光水平值。

在至少一个实施例中，LED控制器706响应于减光水平输入并且根据减光策略(在至少一个实施例中，包括两种工作模式)产生控制信号CG1。在有效值变化的工作模式中，LED控制器706按照对于第一组减光水平的减光水平来改变LED电流iLED的有效值。在有效值和占空因数调制的工作模式中，LED控制器706按照对于第二组减光水平的减光水平来调制LED电流iLED的有效值的占空因数。

要确定两个工作模式中应该用哪一个来产生LED电流iLED，则LED照明系统700首先检测LED 102的减光水平。当LED照明系统700包括减光器106时，LED照明系统700也包括相位延迟探测检测器710以探测相位调制信号VΦ的相位延迟。相位延迟检测器710产生相位延迟信号Φ，并且由数字相位延迟信号Φ所表示的相位延迟表示减光水平。Melanson III描述了相位延迟检测器710的示例性实施例。

在至少一个实施例中，LED照明系统700还包括可选的映射系统和滤波器711来将相位延迟信号Φ所指示的减光水平映射为减光信号DV的预定数字值。Melanson IV描述了一个示例性的映射系统和滤波器711，它将减光信号DV的值映射为感觉到的光水平。LED照明系统700接收减光信号DV作为减光水平的输入。在至少一个实施例中，LED照明系统700省略了映射系统和滤波器711，而减光策略模块704接收相位延迟信号Φ作为具有指示减光水平的值的直接数字减光器信号输入。

图8描述了被控LED照明系统700内的LED控制器706的减光控制器707和/或电流控制器709的示例性时间曲线图。减光控制器707和电流控制器709每一个都可作为基于时间的控制器来实现，其控制FET Q1使得被控LED照明系统700的输出电压Vout具有所需的平均值。因为由基于时间的减光控制器707或基于时间的电流控制器709施加于FET Q1的控制总会引起被控LED照明系统700向上或向下集成(例如，集成响应)，则基于时间的减光控制器707或基于时间的电流控制器709被称为施加了继电器式控制(bang-bang control)。

如其名称所指示的，基于时间的减光控制器或基于时间的电流控制器709实现基于时间的控制方法学，而不是通常的那些基于幅度的控制方法学之一。基于时间的减光控制器707或基于时间的电流控制器709接收比较电压VCOMP，它是将指示被控LED照明系统700中的电流或电压的感测信号LEDisense(例如，感测电流iLEDsense)与目标或参考信号itarget(t)(诸如由减光策略模块704提供的模拟或数字电流或者模拟或数字电压)进行比较。在所描述的时间曲线图中，感测信号LEDisense如图7所示，例如是在FET Q1流经电阻Rsense的漏极上所感测到的电流iLEDsense，而目标电流itarget(t)是由减光策略模块704提供的目标电流iTARGET。当然，在替代的实施例中，感测信号LEDisense和目标信号itarget(t)都可为电压。

当提供给LED系统(LED 102)的控制信号CG1是在第一状态(例如，on状态)时，感测信号LEDisense和目标/参考信号itarget(t)的比较时的极性变化在第一时间被探测到。基于第一时间，可确定第二时间，就是在此时将提供给LED系统(LED 102)的控制信号CG1的状态进行改变。在所确定的第二时间，提供给LED系统(LED 102)的控制信号CG1的状态从第一状态改变到第二状态(例如，off状态)。

在图8中，随时间升或降(例如，极性改变)的感测信号LEDisense具有重复周期P，每个周期P包括感测信号LEDisense在其中上升的时间间隔T1和感测信号LEDisense在其中下降的时间间隔T2。每个时间间隔T1又包括区间A(例如，A(0)、A(1)等)和随后区间B，在区间A期间，感测信号LEDisense从周期初始值(例如，一个状态)上升到目标信号itarget(t)，并且在区间B期间，感测信号LEDisense从目标信号itarget(t)上升到周期最大值(例如，另一状态)。在时间间隔T2内，感测信号LEDisense从周期最大值下降到下一个周期的初始值。为了明确起见，用递升周期指标(A(0)、A(1)等和B(0)、B(1)等)来标记区间A和B。

根据本发明，基于时间的减光控制器707或基于时间的电流控制器709可控制FET Q1来实现许多基于时间的控制方法学中的任何一种。例如，基于时间的减光控制器707或基于时间的电流控制器709可以实现恒定周期控制，使得周期P恒定(而时间间隔T1和T2在周期之间变化)，或者实现上升时间恒定控制使得时间间隔T1恒定(而周期P和时间间隔T2在周期之间变化)，或者实现下降时间恒定控制使得时间间隔T2恒定(而周期P和时间间隔T1在周期之间变化)。可以选择需要的方法学，例如，为了减少与周围电路发生电磁干扰(EMI)。

同样能够使目标信号itarget(t)立即锁定的最简单的控制方法学是恒定上升时间或恒定下降时间的方法，其中，使得时间间隔T1或T2的其中之一为恒定的持续时间，而另一个时间间隔(和周期P)则在持续时间上变化。在恒定下降时间的控制方法学中，基于时间的减光控制器707或基于时间的电流控制器709控制FET Q1，使得时间间隔T1的区间A(感测信号LEDisense在其间小于目标信号itarget(t))与时间间隔T1的区间B(感测信号LEDisense在其间大于目标信号itarget(t))相等。根据这个恒定下降时间的控制方法学，每个周期的区间B的持续时间根据下列方程(1)来确定：

B(N)＝[B(N-1)+A(N)]/2, (1)

其中，N是循环次数。因此，例如，利用方程(1)，则时间区间B(1)等于时间区间B(0)和A(1)的平均。当然，时间间隔T2的持续时间是固定的。

恒定上升时间的控制方法采用与恒定下降时间的方法相同的方程，除了在恒定上升时间的方法中，时间间隔T1的持续时间是恒定的，区间A是时间间隔T2的一部分，其中感测信号LEDisense超过了目标信号itarget(t)，而区间B是时间间隔T2的一部分，其中，感测信号LEDisense小于目标信号itarget(t)。基于时间的电流控制器709仍控制FET Q1，使得区间A和B有相等的持续时间。

现在参照图9，示出了电流-时间图900和控制信号时间图902。LED电流iLED的LED电流时间周期包括有效时间周期和无效时间周期。在电流-时间图900中示出了用于减光控制的由被控照明系统700采用的LED电流时间周期的示例性有效时间周期。在与有效周期图示相同(例如，从0到120微秒)的控制信号时间图902中示出了脉冲宽度调制(PWM)开关控制信号CG1。在有效时间周期内脉冲宽度调制(PWM)开关控制信号CG1控制LED电流iLED的电流水平来控制各LED 102的减光水平。该有效时间周期一般定义为一个LED电流脉冲(例如，LED电流脉冲901)，即从LED电流iLED的电流水平开始坡升直到平均高电流值ihigh(例如，0.45安培)以及在该平均高电流值ihigh附近波动，一直到LED电流iLED的电流水平坡降到一个低的电流值ilow(例如，0伏)的时刻为止。

如图9所示，PWM控制信号CG1的PWM开关频率fSW不同于用来随时间控制LED 102的减光水平的LED电流iLED的PWM减光频率fDIM。因此，为了LED照明系统700的工作，对于控制信号CG1和减光控制(例如，LED电流iLED的水平的控制)分别采用了两个不同的PWM工作频率。PWM减光频率fDIM的工作频率的示例性工作频率范围从100Hz到20kHz。PWM通过占空因数调制LED时间周期在大于50Hz的频率来提供PWM减光频率。PWM开关频率fSW的示例性工作频率范围从50kHz到250kHz。

在图9中，当控制信号CG1打开并且具有高值(例如，1)时，LED电流iLED在0–12.5微秒时间内根据坡升斜率RUP1坡升，并且充电到0.45安培。当控制信号CG1关闭并且具有低值(例如，0)时，LEDiLED开始从0.45安培下降经过0.4安培达到0.35安培，到该点后控制信号CG1又打开并且具有高值(例如，1)。根据控制信号CG1的脉冲(例如，LED照明系统700的FET Q1的打开和关闭)，LED电流iLED的电流水平以这样的方式连续波动(例如，在0.45安培与0.35安培之间)。(这一段)LED电流水平的波动范围从12.5–92.5微秒。

从92.5–120微秒，因为控制信号CG1被关闭并且维持在0，所以LED电流iLED的电流水平根据坡降斜率RDN1从0.4安培坡降到0安培。LED电流脉冲901的实际电荷量QActual按照下式计算：

QActual＝Q1+Q2+Q3 (2)

用以下的面积计算来计算其中的各个电荷量：

Q1＝1/2*(X1*Y)＝1/2*((12.5–0)*0.4)＝2.5微库伦 (3)

Q2＝Z1*Y＝(92.5–12.5)*0.4＝32微库伦 (4)

Q3＝1/2*(X2*Y)＝1/2*((120–92.5)*0.4)＝5.5微库伦 (5)

因此，LED电流脉冲901的总的实际电荷量QActual为:

QActual＝2.5+32+5.5＝40微库伦 (6)

然而，由于电荷量子化的离散限制(例如，离散时间/步)，有效时间周期(例如，LED电流脉冲901)的总的实际电荷量QActual可能不同于期望的总的电荷量QDesire。因此，期望传递给LED 102的总的期望的电荷量可按下式来计算：

QDesire＝Q1+Q2+Q3+/-Qerror (7)

量子化误差电荷量Qerror可以是不足电荷量或是超额电荷量，取决于总的所需电荷量QDesire与可被实际传递的总的实际电荷量QActual如何相对。如果量子化误差电荷量Qerror是不足电荷量，则量子化误差电荷量Qerror在LED电流时间周期的下一个或未来时间周期(例如，未来的LED电流脉冲)内通过加入等效电荷量来补偿。例如，如果实际电荷量是40微库伦，而41微库伦是期望的电荷量QDesire，并且由于电荷量子化的限制却无法达到，则量子化误差电荷量Qerror是不足的1微库伦(例如，Qerror＝QActual–QDesire＝40微库伦–41微库伦＝–1微库伦)。在该情况中，在未来时间周期的下一周期内加入1微库伦来补偿实际电荷量QActual以得到期望的电荷量QDesire。另一方面，如果量子化误差电荷量Qerror是超额电荷量，则量子化误差电荷量Qerror由从LED电流时间周期的下一个或未来的时间周期(例如，未来的LED电流脉冲)内通过减去等效电荷量来补偿。例如，如果实际的电荷量是40微库伦。而39微库伦是期望的电荷量QDesire，并且由于电荷量子化的限制却无法达到，则量子化误差电荷量Qerror是超额量1微库伦(例如，Qerror＝QActual–QDesire＝40微库伦–39微库伦＝+1微库伦)。在该情况中，从未来时间周期的下一个周期减去1微库伦来补偿实际电荷量QActual以得到期望的电荷量QDesire。

对于如图9所讨论的修正在未来时间传递的电荷量的过程(例如，对未来的LED电流脉冲修正其电荷量)，对于随后的LED电流脉冲可以合适地重复。以同样的方式，对于随后的LED电流脉冲，取决于误差电荷量相对于期望的电荷量分别为不足的或超额的电荷量，将从未来LED电流脉冲的电荷量分别加入或减去来补偿(实际的)电荷量。

减光控制器707可为脉冲宽度调制(PWM)减光控制器，或者可为delta-sigma减光控制器。现在参照图10，LED电流的时距图1000，该图示出了LED电流脉冲的示例性队列(例如，电流脉冲1002、1004、1006和108)，其指示LED电流iLED的有效时间周期。时距图1000也示出了大体上等间隔分开在LED电流脉冲之间的无效周期，因为减光控制器707是一个脉冲宽度调制减光控制器。在较早的有效时间周期内发生的误差电荷量，在随后的或未来的有效时间周期内得到补偿。换句话说，在电流脉冲1002内发生的误差电荷量在电流脉冲1004内得到补偿，而在电流脉冲1004内发生的误差电荷量在电流脉冲1006内得到补偿。在电流脉冲1006内发生的误差电荷量在电流脉冲1008内得到补偿。

现参照图11，LED电流的时距图1100，其示出了LED电流脉冲(例如，电流脉冲1102、1104、1106、1108、1110、1112和1114)的示例性队列，其指示LED电流iLED的有效周期。时距图1100也示出了不等间隔分开在LED电流脉冲之间的无效周期，因为减光控制器707是delta-sigma调制减光控制器。同样地，在较早的有效时间周期内发生的误差电荷量，在随后的或未来的有效时间周期内得到补偿。换句话说，在电流脉冲1102内发生的误差电荷量在电流脉冲1104内得到补偿，而在电流脉冲1104内发生的误差电荷量在电流脉冲1106内得到补偿等。如图11所示，脉冲1102、1104、1106、1108、1110、1112和1114的持续时间可以是相同的或不同的，并且一般可为等间隔或不等间隔的。

在图7中，采用delta-sigma调制减光控制器707代替PWM减光控制器707来控制LED电流iLED提供了加宽的信号频谱特性，这就使可听见噪声的可能性减少到最小。一种具有合理振颤水平的简单二阶调制器可被实现用于delta-sigma调制器，并且这种实施例实现是大体上充分的且相对便宜的。例如，开关频率fSW可为200kHz，而delta-sigma减光频率fDIM可为20kHz。在这种情况下，存在产生任何声频噪声的最小机会。然而，如快速打开或关闭的具有快速响应的开关电流控制是需要的。因此，如早先对图7所讨论的基于时间的减光控制器707和基于时间的电流控制器709就提供了这种快速开关响应。

因此，传递给LED 102的实际电荷量被计算并且存储。该电荷存储与期待的电荷量作比较。传递给LED 102的总电荷量的修正和补偿可以连续地恒定地进行，这至少可以补偿误差电荷量。不管LED控制器706的启动和关闭特性，LED照明系统将适当地补偿并且允许非常快的PWM开关频率fSW。这种特征允许由LED照明系统700的LED 102平稳减光。

下面提供对于减光控制器707的PWM工作的示例性伪码：

Dim level D,0-1

Qint charge accumulation,initialized to 0

PWM period PP

Full-scale current Itarget

Current control sample period PCC

Instantaneous LED current LEDI

At PP rate,Qint＝Qint+D*Itarget

At PCC,

Qint＝Qint–PCC*LEDI

If Qint>0,turn on LED controller

If Qint<＝,turn off LED controller

尽管已经详述了本发明，应该理解在此可做出各种变化、替代和变更，而不脱离由附加的权利要求书所限定的本发明的精神和范围。