采用输入信号电平的自适应的通信接口的制作方法

本发明涉及用于互相连接装置或单个电路的通信接口，特别地涉及诸如I2C、USB、IEEE 1394、HDMI、SWP、SPI等的双向串行接口。

背景技术：

图1示意性示出两个接口IF1和IF2通过双向串行链路连接的配置。在下文中符号和定义参考接口IF1或“本地”接口，接口IF2为“远程”接口来提供。

任何双向串行链路典型地包括接收器线Rx、传输线Tx和地线(未示出)。根据指定接口的标准或协议，可设置诸如时钟线、数据流管理线等的其它线。

Tx线上的传出信号由通常被称为“缓冲器”的、常常是逆变器的形式的放大器10供给。在Rx线上的传入信号由逻辑电平鉴别器12处理，例如迟滞比较器或“施密特触发器”。接口的元件10和12适合于所使用的通信标准的技术参数。标准通常指定针对信号的峰峰值电压和工作频率。电压值具有容差裕度。

本地接口IF1在地Vss1与电压Vdd1之间被供电，而远程接口IF2在地Vss2与电压Vdd2之间被供电。地Vss1和Vss2一般通过串行链路的地线(未示出)被设置在相同的电平。供电电压Vdd1和Vdd2可以不同。

在许多情况下，两个接口IF1和IF2被特别设计为使用相同的通信协议。如果电压Vdd1和Vdd2不对应于协议所要求的电压电平，则接口可集成以要求的电压电平给接口的元件10和12供电的电压调节器。因而，即使信号在其输入处具有不同的振幅，每个逆变器10都供应具有所需振幅的逻辑信号，且每个鉴别器12将其触发点设置在相同的电平，以使得相应的(homologous)接口互相一致地运作，且如有必要遵从所使用的标准。

相应接口的一致性取决于这些接口的电力电平匹配得如何。尽管标准推荐具有容差裕度的电压电平，但不总是保证满足这些裕度。

因而期望即使接口的供电电压随着未知因素而变化，相应接口也令人满意地一同工作。美国专利8,698,543和专利申请EP 1231563提出了满足此需要的解决方案。

图2示出如专利申请EP 1231563中所述的，能够自动地适应远程接口IF2的工作状况的本地接口IF1。

接口IF1包括常规接口的元件，诸如提供输出信号Tx的放大器或逆变器10及处理传入信号Rx的逻辑电平鉴别器12。

接口IF1进一步包括被连接到存储输入信号Rx的峰值电平的峰值检波器14。由电路14建立的峰值电平Vdd2'由低阻抗电压跟随器16复制。跟随器16的输出对接口的元件10和12的高压侧供电，低压侧由地线Vss1供电。

采用这种配置，当输入信号Rx具有高电平，该高电平基本上对应于远程接口IF2的电力电平Vdd2时，元件14和16将元件10和12的供电电压建立为与其相同的电平或接近该处的电平，记作Vdd2'。因而，鉴别器12的比较阈值自然地建立为适应于输入信号Rx的值，且逆变器10产生具有适合远程接口振幅的输出信号Tx。此操作不考虑远程接口的供电电压或输入信号Rx的振幅而获得。出现的结果是本地接口自动地适应远程接口的供电电平。

在一些应用中，尤其是如果接口不需要快，逆变器10是以“开漏”连接的单个N沟道MOS晶体管。换言之，此晶体管不从本地接口的高压侧(Vdd2')供电。反而，远程接口包括所谓的上拉电阻器，其将Tx线连接到供电线Vdd2。

在这些电路中使用的峰值检波器一般包括RC电路和二极管，在特定应用中可占据相当大的表面面积的元件。

技术实现要素：

提供一种通信接口，所述通信接口包括输入端子，其被配置为从远程接口接收逻辑信号；逻辑电平鉴别器，其被耦接到输入端子；峰值检波器，其被连接以存储在输入端子上的信号的峰值电平；以及电压跟随器，其被连接到鉴别器，用于基于由峰值检波器提供的值来提供辅助供电电压。接口进一步包括静电放电(ESD)保护装置，该静电放电保护装置包括形成峰值检波器的第一二极管和RC电路，其串联连接在输入端子与第一供电线之间；晶体管，其通过第一二极管或第二二极管连接在第一供电线与输入端子之间；以及逆变器，其被配置为当RC电路的电容器上的电压小于阈值时导通晶体管。

接口可进一步包括输出端子，其被设计为向远程接口提供传出逻辑信号；以及放大器，其被连接以从辅助供电电压控制输出端子。

接口可包括横跨电容器连接的二极管堆(diode-stack)。

接口可进一步包括被配置为以高于接口的供电电压的电压为电压跟随器供电的升压装置(voltage elevator)。

接口可包括可切换衰减器，其被连接在输入端子与鉴别器之间；以及比较器，其被连接以在接口的供电电压小于由峰值检波器提供的峰值时，将衰减器接入电路。

附图说明

通过以下仅为示例目而提供的本发明特定实施例的说明和附图中的描述，其它优势和特点将变得更为显而易见，在其中：

之前描述的图1示意性示出由双向串行链路连接的两个接口配置；

之前描述的图2示意性示出能够自动地适应由远程接口提供的串行信号的电压电平的本地接口；

图3示出在图2的本地接口中可用的峰值检波器的示例；

图4示意性示出用于集成电路焊盘的ESD保护装置的示例；

图5示出使用图4的保护装置以实现峰值检波器的本地接口的实施例；

图6示出图5的本地接口的替代实施例；

图7示出图2的本地接口的替代实施例；以及

图8示出图2的本地接口的另一替代实施例。

具体实施方式

图3示出在图2的本地接口IF1中可用的峰值检波器14的示例。此检波器包括基于串联连接的电容器C1和电阻器R1的RC电路。供给到跟随器16的峰值取自在电阻器和电容器之间的连接点。电容器C1也连接到地线Vss1。电阻器R1也通过二极管D1连接到线Rx的连接焊盘，以使二极管通过Rx信号的正值对于地Vss1正向偏置。

采用这种配置，将电容器C1充电为Rx信号的峰值减去二极管D1的阈值电压。当信号Rx的电平降低时，二极管D1变为无偏置，以使得电容器C1维持所达到的最大电压。

因而，由峰值检波器14供给的电平与远程接口的供电电平Vdd2的差值为二极管阈值。二极管D1的阈值可本地确定，跟随器16可被设计为补偿它，或者元件10和12可被设计为对阈值负责。

当在相同的电路上实现的若干个接口针对其输入/输出信号使用大致相同的振幅时，图3的峰值检波器14和跟随器16可由这些接口共享。为此目的，如图所示，对于两个额外的输入信号Rxa和Rxb，每个输入信号被施加于相应的二极管D1a、D1b的阳极。这些二极管的阴极连接到相同的电阻器R1。每个接口的元件10和12则由相同的跟随器16供电。

峰值检波器14在Rx线上显示某一阻抗。期望此阻抗不影响Rx线的特性。为此目的，可挑选具有相对高值的电阻器R1和/或挑选具有相对低值的电容器C1。可将电阻和电容值选为满足：电容器足够快速充电至峰值，足够高的阻抗以不影响Rx线的特性，且当Rx信号处于等候下一个高电平的低电平时维持电容器的电荷。

在某些情况下，如果对于电容和电阻值的选择而言以上讨论的约束难以符合，可使用其它峰值检波器结构，稍后将提出其示例。

无论如何，图3的二极管和RC-电路结构可以是在接口中本来就设置的ESD保护装置的一部分，因此不占据额外的表面面积。

图4示意性示出可被用于通信接口中的示例ESD保护装置。电路的每个焊盘，如输入信号Rx专用的焊盘，可通过以反向偏置连接的相应的二极管Ddd、Dss连接到供电线Vdd1、Vss1。保护单元40包括被连接为使供电线Vdd1和Vss1短路的N沟道MOS晶体管MN1。晶体管MN1的栅极由逆变器42控制。逆变器42受到基于连接到地Vss1的电容器C2和连接到供电线Vdd1的电阻器R2的RC-电路的中间点控制。

在实际中，若干个保护单元40分布于要保护的电路中以分担放电的吸收。常常将一个单元40靠近电路的每个焊盘放置。

当电路的焊盘悬空时，在任意两个焊盘之间产生的ESD脉冲由对应的二极管Ddd、Dss整流，且被施加到供电线Vdd1和Vss1。电容器C2初始放电，且横跨其端子的电压为零。由ESD脉冲供电的逆变器42，在其输入处观察到逻辑0且施加逻辑1到晶体管MN1的栅极。晶体管MN1被导通且趋向于使线Vdd1和Vss1短路。晶体管MN1吸收放电电流且阻挡(oppose)在线Vdd1和Vss1之间的电压电平的增加。RC-电路的时间常数被选择成使得脉冲没有时间将电容器C2充电至足以切换逆变器42的电平。

当电路正常上电时，施加于线Vdd1和Vss1之间的电压恒定且结束对电容器C2充电。逆变器42便观察到逻辑1且使晶体管MN1截止。

在实际中，供电电压的上升时间比ESD脉冲的上升时间长得多。可挑选足够快的RC-电路时间常数以使得当横跨电容器C2的电压一直保持在逆变器42的切换阈值之上的时候，横跨电容器C2的电压与供电电压保持同步。在这种情况下，在上电期间逆变器42不导通晶体管MN1，且晶体管不获得任何电流。

图5示出图4的保护装置在图3的接口的峰值检波器中的集成。此配置与保护装置共享峰值检波器的RC-电路，因此实施RC-电路不占据额外的硅面积。

在图5中，复制图4的保护单元40。然而，单元不再连接到供电线Vdd1。作为替代，单元由图3的峰值检波器的二极管D1供电，其取代了图4的二极管Ddd。RC-电路R2/C2发挥与图3的峰值检波器的RC-电路相同的作用。因而，中间点被连接到跟随器16的输入。

当电路的焊盘悬空时，保护装置仍然发挥其作用。施加于Rx焊盘和地Vss1之间的脉冲通过二极管D1和晶体管MN1，如同其在图4的情况下一样穿过保护装置。事实上保护装置不再与对等装置(peer device)共享，对于Rx和Tx焊盘其可以为公共的。

在正常上电期间，保护装置未连接到供电线Vdd1，且电容器C2保持放电。当焊盘Rx接收传入信号时电容器充电。传入信号也对于静电放电具有缓慢上升时间。于是出现的结果是晶体管MN1保持截止，且不影响传入信号的演变(evolution)。例如，作为I2C或ISO-7816标准的一部分，RC时间常数可为834ns，同时R2＝657kOhm且C2＝1.27pF。

图6示出图5接口的替代实施例。RC-电路和二极管D1从保护装置的其余部分被解耦。保护装置的其余部分通过独立的二极管D1'连接到Rx焊盘。采用这种配置，当保留与图5的电路相同的操作时，二极管D1可以比二极管D1'小得多。的确，由于放电电流被引导通过二极管D1'，在ESD期间二极管D1不再观察到大电流。这增加了二极管D1的阻抗，因而减少在输入信号Rx上峰值检波器的影响。

图6进一步示出横跨电容器C2连接的电压限制器50。限制器50的作用是保护电容器C2、逆变器42和跟随器16免受可能被施加到焊盘Rx的电压浪涌。元件50包括，例如二极管堆，其阴极面向地Vdd1。此堆将限制电压限定为二极管的结电压之总和。

如果人们考虑理论上的电路图，当在电容器C2的端子处的电压低于由限制器50所设置的电压时，不存在电容器C2的放电路径。期望的是电容器放电。在实际中，电容器C2通过制造技术所固有的漏电流而被放电。在此情形下放电速率难以控制。不期望使用横跨电容器的高值电阻器，因为其会占据相当大的表面面积。事实上堆50提供了通过二极管的正向偏压结的漏电流可受控的缓慢放电方式。如图所示，如果通过二极管的放电速率太快，可通过合理值的串联电阻器来补充堆。

刚刚描述的实施例针对的是其基于RC-电路和二极管的结构可与其它元件共享的峰值检波器。如前所述，因为横跨二极管产生的电压降及在Rx线上由此结构呈现的阻抗，此结构可能不适合于所有情形。

图7示出具有可避免这些困难的峰值检波器的替代的自适应接口的实施例。峰值检波器14基于被连接为半波整流器的运算放大器，接着是电容器C1。这种峰值检波器具有高输入阻抗，且在没有电压降的情况下复制峰值电压。

此外，为了用未知电压Vdd2'(外部信号的峰值)给元件10和12供电，期望在本地接口内部提供至少等于Vdd2'的电压。为符合所有可能的情形，本地接口可被设计为采用等于在通信接口中使用的电压范围的最大值的供电电压Vdd1工作。

然而，如果期望采用在范围的较低值的电压Vdd1为本地接口供电，则可设置升压装置电路60，例如充电泵，其以大于传入信号预期峰值的电压Vdd1'给跟随器16和峰值检波器14的有源元件供电。

如果振幅能够通过在接收器接口侧上的上拉电阻器被调节，则如前所述使用开漏输出的接口关于信号振幅不受约束。在一些应用中，尤其是如果相同的传输线连接到多个接口的输入，则为线设置单个上拉电阻器，其可为接口外部的电阻器，连接到独立于接口的电压电平。在本文中由Vdd2指代的此独立的电压电平，可大于正在讨论的本地接口的供电电压Vdd1。

图8示出不使用图7的升压装置60而应对此情形的接口的实施例。输出放大器10包括以开漏模式被连接到的焊盘Tx的晶体管。假定线Rx和Tx中的每一个通过相应的上拉电阻器Rpu1和Rpu2被外部连接到电压电平Vdd2。

如果电压Vdd2大于本地接口的供电电平Vdd1，在某些情况下，鉴别器12可不再检测输入信号Rx中的低逻辑电平，尤其是当信号Rx处于表示逻辑低的标准所容许的界限时。

为避免这种情形，Rx焊盘通过可切换衰减器80被连接到鉴别器12的输入。比较器82被连接从而根据由检波器14记录的峰值电平与本地供电电压Vdd1之间的差别来控制衰减器80。

如果峰值电平小于电压Vdd1，则控制衰减器80以不施加衰减。如同在图2的情况下，鉴别器12由对应于存储的峰值的电压Vdd2供电。

如果峰值电压高于电压Vdd1，则跟随器16饱和并以电压Vdd1给鉴别器12供电。然后控制衰减器80以施加分压。为了传入信号的标称振幅被降至Vdd1而没有失真，衰减值优选等于Vdd1/Vdd2。然而，值Vdd2预先不知。衰减量可选为将电压Vdd1和Vdd2的离散可能性考虑进去的平均值。衰减不需要精确–其应当足以使鉴别器12能够检测处于标准所容许的裕度之内的输入信号中的低逻辑电平。

在此描述的类型的自适应接口在被安装于PCB或母板上的若干个集成电路经由串行接口通信的情况下，可特别有用。在这种情况下，常常设置具有与若干个从电路并行通信的多个接口的“主”系统。则主电路的接口可自适应，而从电路的接口可为常规的且有时不受主电路的制造者控制。