相切调光控制和保护的制作方法

本发明一般地涉及用于相切交流功率控制的装置和方法，特别是用于相切调光系统的控制和保护。

背景技术：

在交流功率控制的过程中，开关经常被部署以打开及关闭在一个方向或另一方向的电流。因此，以它们在任一方向上处理流动的能力，我们将这些开关称为交流开关。特别是对于诸如调光器的相切功率控制，交流开关通常由晶闸管或反串联连接的mosfet或igbt对来实现。晶闸管也可以用作交流开关，但是具有如下属性：一旦其被栅极信号触发，则将很难通过栅极控制来关断晶闸管。它将保持打开，直到电流下降到低于称为其保持电流的特定值的水平。另一方面，由一对mosfet或igbt形成的交流开关可以通过栅极信号容易地导通和截止。因此，晶闸管在前沿调光器中工作良好，而在后沿调光器中难于工作，因为对于这些调光器，有需要在任何相位角处关闭交流开关。另一方面，由一对mosfet或igbt形成的交流开关並设有这样的限制。

图1描绘了作为交流电源控制系统现有技术的相切调光器dimm的操作。如图所示，调光器dimload的负载，例如照明设备，以所谓的双线配置连接在交流电源电压vac和调光器dimm之间。调光器被示出在其三个主要组件中，即低通滤波器fil，调光控制器dimcon和交流开关acsw。

滤波器fil用于阻止交流电源/负载与调光器之间的高频emi(电磁干扰)的传输。emi引起交流电压的波形失真，并且因此可能影响过零检测的精度，这又导致调光控制的相位同步的问题。不同类型的滤波器，包括电感器，电容器，甚至电阻器，以及不同的配置，可作为无数选择的设计。无论使用何种设计，通常会有一些电源频率电流“泄漏”，在图中标记为ifil，通过滤波器和通过负载回到交流电源。这种“泄漏”不受调光器的控制，因此如果“泄漏”与正常负载电流相比稍大，则不是所希望见到的。

通过物理连接，调光器控制器dimcon从交流开关acsw的两个端子t1和t2接收电力和同步信号从dimcon产生开关控制信号onsw，以通过可调节调光控制信号dim确定的占空比与交流电源同步地接通和断开交流开关acsw。

如图所示，调光控制器dimcon从交流开关acsw的两个端子t1和t2吸取电流iaux。因此，从图1的框图中，可以看出负载电流为iac，其中iac＝ifil+iacf＝ifil+iaux+isw，isw是通过交流开关acsw的电流。

现在isw是唯一由调光器控制的部分。任何时候，即使交流开关acsw在最大调光条件下完全关断，电流ifil和iaux仍然流过负载dimload。因此，由于存在不可控电流ifil和iaux，我们见到一个不期望的情况，即不能将作为负载的灯光调暗到我们所希望的低水平。

当照明负载小时，例如小型高效率led灯，问题变得严重。假设灯在220v时的额定功率为3w，並假设单位功率因数为1，led灯的理论满载电流则为13.6ma。如果不可控电流ifil+iaux等于3ma，那么led灯的最低功率可以被调低到0.66w，即仅为全额定功率的22％。这是非常令人不满意的，但事实上它却是现有市场的常态。大多数市场上的调光器最小负载规定为10w或更高至50w。这远远不能满足市场对于许多额定值低于10w的led灯的需要。

因此，非常希望开发出非常低功耗的光调制器，即如图1所示的低ifil和iaux，以便照顾低功率灯的调光器的应用范围。有需要将调光器控制单元的每个部件的功率需求逐个检查，以便朝着该目标进行改进。例如，如果我们希望将3w220v光调暗到1％的最小水平，即0.03w，然后我们预期调光器在0.03w/110v＝273μa的电流下在电源电压的一半处消耗最多0.03w。这被视为允许调光器将3w灯调暗到1％的电流ifil加上iaux的最大电平。

相切调光器的设计者还有另一个挑战，即在加电时或在故障或过温度条件下的大瞬态电流。为了解决这些问题，存在许多现有技术的电路，例如冲击电流抑制器，过电流，短路和过温保护器等。然而，其中许多是复杂的，昂贵的和更糟糕的是，消耗相当大的功率，因此不适用于为低功率灯而设的双线调光器。

技术实现要素：

因此，本发明的目的是开发一种结构简单且非常有效的调光器，其消耗非常小的功率使得在二线配置中，对于低功率负载诸如那些现今在市场上流行的高效率小led灯，调光器仍然可以工作。同时，设计应有过流和过温保护能力，而不会提高调光器本身的总功耗。

在本发明的优选实施例中，所述相切调光装置包括由第一mosfet和反串联连接的第二mosfet形成的交流开关，每个mosfet具有分别反向并联到漏极和源极的本征体二极管；所述mosfet的两个源极连接在一起以形成公共源极端；跨越交流开关的整流后交流电压的单极性零电平转换低功率检测电路，由此产生零标记信号作为定时参考；用于设置调光器的切相定时的定时器，所述定时器是与所述零标记信号同步的低功率单稳态多谐振荡器；所述相切定时可由作为所述调光控制装置的可变电阻器控制；低通滤波器，用于去除与输入到调光器的线路电压相关联的高频噪声，所述滤波网络绕过很少的电流；低功率检测器电路，包括执行以下多种功能的单个晶体管：

1通过监视mosfet相对于公共源极端的负漏极电压来检测交流开关的过电流状况；

2通过监视mosfet相对于公共源极端的正漏极电压来检测交流开关的过热状态；

3在与mosfet的电路交互中，一旦其在最小保持漏极电压下被触发，则将交流开关锁定断开；和

宽输入范围和低功耗电压调节器，从交流开关两端的电压降提供直流电源。

注意，通过与形成交流开关的两个mosfet相关联的本征二极管的整流作用，对于公共源极端，作用于mosfet的漏极电极和控制电路上的电压总是正的(即术语所称“单极性”)。因此，对于调光器电路内的相位同步，“过零”的直接检测，即横穿正极性和负极性之间的零电压电平是不可行的。然而，电源电压“过零”的时刻，整流电压将总是显示朝向零电平的“下降”，尽管“下降”可能被耦合到整流输出电路的电容存储的电荷所模糊。通过去除接近“过零点”时刻的电荷，“下降”点可以被清楚地显示以用作相位同步。然后，整流器输出端的“无电荷”电压被监视，检视到或从零电平的转移而显示出“过零点”。在本发明的详细描述中，作为本发明的实施例的检测器电路将被称为“单极零检测器”，简称为uzd。

图2是示出作为本发明的实施例的切相调光器的主要部件的框图。调光器控制是通过由反串联连接的两个mosfetq1和q2形成的交流开关acsw，每个mosfet具有分别与漏极和源极反并联连接的本征体二极管d1和d2。两个可选电阻器r1和r2插入在源电极和公共地之间。应当理解，这些对于调光器的性能不是必需的，但是一个可以简单地提供用于调节(增加)过电流保护电流感测灵敏度的可选方式。

注意，替代通过交流开关(其可以被称为交流开关调光器)的切相调光器，在现有技术中存在首先对交流线输入执行全波整流，然后通过诸如单个mosfet的直流开关进行相切的设计。通过这种设计(其可以被称为直流开关调光器)，以四个整流器二极管的成本节省了一个mosfet，但同时由于二极管上的电压降而导致额外的功率耗散。无论如何，对于交流同步，单极零点检测仍然是需要的。然而，本发明的所有优点同样适用于交流和直流开关调光器，后者如图10的框图所示。

还应注意到，如本发明的一些实施例中那样，mosfet被部署利了用于过温度感测和保护所需的沟道电阻中的正温度系数。对于没有该特征的其他实施例，可以使用一些其它半导体开关器件，例如igbt，bjt等来代替mosfet。对于部署bjt或igbt而不是mosfet的情况，需要在交流开关电路中包括外部反并联二极管。

调光器控制器dimcon，如图1所示，于图2有更多细节与其三个功能块：直流电源dcp，单极零点检测器uzd和调光时间控制器tim。此外，调光器保护单元pro，在现有技术的设计中通常不存在，因此在图1中未示出。通过低信号到and门&g的输入，保护单元pro的输出可以禁止来自调光器控制器dimcon的开启信号onsw，使连接mosfetq1和q2的两个栅极的端子g处的信号变低。

已经解释了为了实现深调光，通过低通滤波器的ifil，加上驱动直流电源dcp，单极零检测器uzd和调光时间控制器tim的辅助电流iaux，现在再加上调光器保护单元pro，兑旁路电流应该比负载电流充分地低。上述功能部件中的每一项已经详加检查，并根据本发明的原理进行重新开发，下面将进行详细描述。

附图说明

考虑到前述，作为本专利说明书所涉及的本领域技术人员将显而易见的其它优点，其包括对本发明原理的一些典型优选实施例的描述，其中：

图1是现有技术的相切调光器的框图。

图2是示出作为本发明的实施例的交流开关调相调光器的主要部件的框图。

图3是如图2所示的低通滤波器的示例性电路。

图4示出了用于如图2所示的直流电源单元的两个示例性电路。

图5a是单极零检测器的框图

图5b示出了图5a的单极零点检测器的一组波形。

图5c是在不利条件下单极零点检测器的一组波形。

图5d示出了作为本发明实施例的单极零点检测器的示例性电路拓扑。

图5e示出了根据图5d实现的单极零点检测器的一组波形。

图5f示出了作为本发明实施例的单极零点检测器的示例性电路拓扑。

图5g示出了根据图5f实现的单极零点检测器的一组波形。

图5h示出了用于可控泄放阻抗的示例性电路拓扑。

图5i示出了作为本发明的实施例的用于实现可控阻抗的电路拓扑。

图5j是利用图5i的可控泄放阻抗实现的单极零点检测器的一组波形。

图5k是示出后沿调光器的同步操作的一组波形。

图6a示出了作为现有技术的调光时间控制器的单稳态多谐振荡器的电路。

图6b示出了作为本发明实施例的低功率单稳态多谐振荡器的电路。

图7a示出了过电流保护的现有技术方案。

图7b是示出作为本发明的实施例的过电流和过温保护的操作原理的框图。

图7c示出了作为本发明的实施例的过电流和过温保护的电路拓扑。

图8a，图8b，图8c和图8d是示出作为本发明的实施例的相切调光器的操作以及过电流和过温保护的波形的集合。

图9示出了作为本发明实施例的通过直流开关调光的过电流和过温保护的电路拓扑。

图10是示出作为本发明的实施例的直流切换相切调光器的主要部件的框图。

具体实施方式

根据图2的框图已经描述了作为本发明的实施例的相切调光器的主要组件。除了实现组件的各种功能之外，在下面的描述中将强调减少这些组件中的每一个的功率消耗的至关重要性。

图3是如图2所示的低通滤波器fil的示例性电路。r301是用于抑制过度瞬变电压脉冲的变阻器或等类，并且在正常电源电压条件下，不汲取任何电流。在过滤器内部示出的“泄漏”电流的唯一路径是通过电容器c301。例如，33nf的电容将在220v/50hz下通过大约2.3ma。这可能被认为对于调光低功率灯(例如额定为1w并且在全功率下仅仅4.5ma)的太高。为了改善，除了降低c301的电容值而引起具有降低在高频噪声中的滤波能力的副作用之外，似乎没有其他方法可行。然而，增加电感器l301和/或l302的电感可以补偿高频滤波中的损耗，而对电源频率的负载电流没有太大的不利影响。因此，这是在组件值之间进行折衷的设计问题。应该理解的是，一般设计低通lc滤波器，一个较高的l/c比率(电感电容比)，是较低滤波器“泄漏”电流的优选，因此被本发明采纳。

图4(a)和(b)是如图2所示的低待机电流直流电源单元的两个示例性电路。如图4(a)所示，调节器从宽范围的输入电压(例如从几伏到400v峰值，取决于调光程度)源自交流开关acsw的mosfet漏电极t1和t2，从而提供稳定的低直流电压vcc。低功耗比较器u401将直流输出电压vcc与例如10v的参考电压vref进行比较，而比较器的输出控制mosfetq401以保持输出电压vcc恒定。为了保持待机电源功率低，需要针对低电源电流选择运算放大器u401的类型。此外，电阻器r401需要具有高阻抗值。电容器c401和c402有助于平滑调节器输出vcc的输出。

图4(b)表示提供与图4(a)所示电路相同功能的简单实用电路。齐纳二极管d409与晶体管q403的基极-发射极压降一起提供了大约10v的参考电压。晶体管q403起到图4(a)中的比较器u401的作用，以控制mosfetq402。通过为电阻器r402选择高阻抗值，可以使宽输入范围电压调节器的待机电流非常低。

注意，用于图4(a)和4(b)的两个电路的mosfet输入阻抗都非常高，因此输入驱动功率非常低。高输入阻抗的所有功率放大装置(诸如fet，mosfet，igbt或达林顿bjt)可用于构建具有非常低的待机功率的电压调节器，正符合本发明实施例的切相调光器所要求。

根据图2框图，其示出作为本发明的实施例的切相调光器的各种组件，调光定时器tim将通过单极零检测器与交流电源同步。

通常，在许多电路应用中需要检测交流电源的过零点，即是当电路的操作需要与交流周期同步时，例如相切调光，交流电动机控制，低emi功率开关，和电力线通信(plc)。过零检测的各种技术和电路设计在本领域中已广知。

过零检测通常对在正极性和负极性之间穿过的交流电压执行。然而，还存在一种情况，即有交流同步需要但交流电压不迖的情况，正如当前由交流开关进行相位切割调光器，如图2的框图所示。很容易地由图2可以看出，通过两个内在二极管d1和d2的整流作用，只有正脉冲直流电压提供给调光器控制电路，即直流电源dcp，单极零点检测器uzd和保护模块pro，以及mosfet。因此，只能通过监测在图5a的电路图中表示为vrect的脉冲单极电压来检测过零点如图所示，需要通过从vrect导出的过零信号将调光器定时器tim与交流周期同步。vrect由比较器comp与预定的参考电压vref例如3v比较，其与vrect的峰值相比较小(例如300v，从220vrms交流电源減去沿缐滤波器，开关，整流器等的电压降)。当vrect的瞬时值变低到低于vref的点时，即在半交流周期结束时接近零电平时比较器comp的输出从低状态突然改变为高状态，其信号边沿触发脉冲发生模块pulgen产生零标记信号opuzd的尖脉冲，该脉冲标记交流线的过零点。图5b中示出示出产生零标记信号opuzd的波形。上部波形是在电源端如图2所示tac和tacr之间的交流电源电压的波形，中间波形是整流器输出电压vrect，而下面波形是零标记信号opuzd，标记交流线路电压的过零时间。

然而，如从图5a的电路装置获得的如图5b的波形仅在理想条件下才有可能即与整流器输出相关联的电容，由图5a的ccir表示，较小且不重要。ccir可以被认为是源自各种组合的等效电容：连接线之间的杂散电容，控制电路的输入电容，交流开关的电极间电容或整流器输出的任何其它负载装置，或者物理电容器，它们连接在整流器输出和地之间。同样，在整流器输出处所见，存在着源自各方的等效电阻rcir。

正常如典型的整流电路，如图5a所示ccir，当脉动直流电压vrect达到峰值时，将被充电到脉动直流电压vrect的峰值，然后当电源电压在每个半周期中变低时，通过并联电阻rcir的放电动作放电。在电阻rcir高的条件下，或者为了更适当的描述，当时间常数ccir.rcir与半周期周期相比相当大时，整流器输出电压vrect可能不能足够快地放电，使得电压vrect永远不会接近零，使得“零电平点”不再被检测出。该情形由图5c的波形示出，为大约3毫秒的时间常数ccir.rcir，相对于10毫秒的半周期。如中间波形所示，整流电压vrect远离下降到接近零电平，因此总是高于参考电压vref。因此，脉冲发生器pulgen从不被触发，并且不产生零标记信号opuzd的脉冲。

该问题的一个简单解决方案是与具有足够小值的附加电阻器负载的电容性负载ccir并联连接，使得等效电阻rcir变得更小因此具有较小的时间常数ccir.rcir，因此来自电容器的大部份电荷在每个半周期结束时被洩放，以至过零被“恢复”。该泄漏电阻越小，恢复的结果越好。然而，这不是一个好的解决方案，因为较小的电阻器意味着更大的功率耗散，这根本不是所希望的。

现在清楚的是，为了减少在恢复零点时耗散的总功率，放电动作应当在尽可能短的时间内并且恰好在交流线的过零点之前发生。通过在整流器输出电压vrect处于低电平时使零点附近的电容器ccir放电，可以实现更少的耗散。

考虑到上述原理，提出了作为本发明实施例的单极零点检测器的工作原理，如图5d所示。与图5a所示的现有技术检测器相比，本实施例有两个电压比较器而不是一个。通过第一比较器comp1，整流器输出电压vrect与预定参考电压vref1进行比较，并且输出耦合到电压可控非电容(电阻或电感)泄放阻抗zcont的控制输入，该泄放阻抗和ccir与rcir并联连接。在待机模式下，可控泄放阻抗zcont处于高阻抗。通过第二比较器comp2，整流器输出电压与预定参考电压vref2进行比较。通过设计，与具有300v峰值的脉动直流电压vrect相比，vref2较小，例如3v。vref2是阈值电压，vrect低于该阈值电压时，便被认定为在零电平区域中。vref1被制成基本上大于vref2的电压，例如60v，使得只要vrect在半周期结束之前下降到vref1以下，比较器comp1的输出变为高，导通可控泄放阻抗zcont，把它从高阻抗转为低阻抗。由此，电容器ccir上的任何残余电荷将迅速向地放电，并且vrect将在半周期结束时急剧地朝向零下降。因此，一旦vrect下降到低于参考vref2，便由pulgen产生尖锐边缘的确定零标记信号opuzd。对应的波形如图5e，进一步示出了操作原理：从顶部到底部，第一波形是交流电源电压，第二波形是通过可控泄放阻抗zcont的泄放电流，其在零电平区间结束之前急剧上升。因此，如第三波形所示，整流器输出电压vrect急剧下降到零，触发零标记信号opuzd的产生，如底部波形所示。

注意，通过comp1的控制，当vrect低于例如60v时，即仅仅在2xsin^-1(60/300)/180×10ms＝1的周期内，可控泄放阻抗zcont仅接通非常短的时段，佔每个10ms的半周期中的1.28ms。此外，zcont仅在vrect为低位时消耗功率，因此，过零检测器的总功耗保持较低。

图5f示出了作为本发明的实施例的用于在具有非常小的功率消耗的单极零点检测器中控制可控泄放阻抗zcont的另一种不同方法。如图所示，部署通电启动单元poi以经由或门or接通可控泄放阻抗zcont的低阻抗。为了节省能量，该动作仅在加电时短时间內，例如几个周期，在此期间开始单极零点检测程序。从比较器comp2的输出，其上升沿通过例如由单稳态多谐振荡器实现的定时器tim1触发定时的开始。在通过设计定时器设置的预定时间段(例如十分之九半周期)之后，定时器被复位以给出下降信号电平，其边沿触发第二定时器tim2，例如另一个单稳态多谐振荡器。定时器tim2的输出在由定时器的设计所设定的预定短时间周期内开启，例如是十分之二个半周期。因此，这个短时间周期设置在单极零点附近的正半周期的十分之一周围，在此期间由从定时器tim2通过或门or到可控泄放阻抗zcont的驱动信号使阻抗zcont的低阻抗导通。因此，交流开关的端子t1和t2处的杂散电荷在每个零电平点之前快速放电，使得能够精确地检测出单极零点。

在本发明的一些实施例中，部署微控制器以实现由定时器tim1和tim2执行的功能。推荐cmos门和/或微控制器，缘起于非常低的功耗。

对应的波形如图5g，示出了图5f的单极零度检测器uzd的操作原理：从上到下，第一个波形为交流线电压，第二个波形是来自定时器tim1的输出，第三个波形是来自定时器tim2的输出，其通过或门or打开可控泄放阻抗zcont的低阻抗，使电容器ccir放电，导致整流器输出电压vrect的快速下降如第四波形所示，其朝着零电平急剧下降，触发由底部波形表示的零标记信号opuzd的生成。

电压可控泄放阻抗zcont可以由本领域技术人员以许多不同的方式实现。图5h显示了一些可能的方法。

为了简化电路，还有另一种不同的方法用于在作为本发明实施例的单极零点检测器中以非常低的功率消耗来控制可控泄放阻抗zcont。参照图5i，阻抗zcont由双极晶体管q501和相关联的电阻器组成，并且响应于脉动整流器输出电压vrect，由来自运算放大器u501的输出电压vo驱动。该电路可以被部署以代替在图5d所示的单极零点检测器uzd中由zcont和comp1组成的部分。

如图5i的电路图所示，vref是耦合到运算放大器u501的正输入的固定参考电压。整流器输出电压vrect经由电阻器r501耦合到u501的负输入。u501的负输入和负输出之间连接一个负反馈电阻r502。

通过运算放大器的工作原理，我们有

vo＝vref*(r501+r502)/r501–vrect*r502/r501(1)

根据设计，当vrect达到其峰值电压vrectp时，我们设置vo＝0，使得q501在vrect的峰值处完全关断，

i.e.即：0＝vref*(r501+r502)/r501–vrectp*r502/r501

导致vref＝vrectp*r502/(r501+r502)(2)

因此，通过等式(1)

vo＝vrectp*r502/(r501+r502)*(r501+r502)/r501–vrect*r502/r501

＝r502/r501*(vrectp–vrect)(3)

对于固定vref(例如10v)和300v的峰值电压vrectp，我们通过等式(2)

10＝300*r502/(r501+r502)，导致

r501/r502＝29(4)

因此，通过等式(3)

vo＝(vrectp–vrect)/29(5)

换句话说，通过上述设计，运算放大器u501的输出在vrect的峰值处为零，随着vrect的减小而线性地上升，直到vo达到最大值300/29＝10.345v时vrect达到零。

通过用来自运算放大器u501的输出vo驱动可控泄放阻抗zcont，zcont的阻抗用vrect的电压瞬时调节，当vrect处于峰值时从开路，随着vrect减小线性降低，vrect接近零电平迖最低值。换句话说，zcont的值与脉动直流电压vrect的瞬时值成比例。因此，当接近vrect的零电平时，电容器ccir上的电荷连续地且越来越有力地放电，从而使得能够清楚地检测单极零点。

如图5i的电路图所示，可控泄放阻抗zcont由npn双极晶体管实现。然而，也可以部署其他类型的放大设备，诸如pnp晶体管，mosfet，igbt等，並具有适当的电路调整。

依单极零点检测器如图5d所示而采用可控泄放阻抗zcont如图5i所示，则其操作表现可以通过图5j的波形示出。从顶部到底部，第一个波形是电源交流电压，第二个是通过可控泄放阻抗zcont的泄放电流，第三个是整流器输出vrect，而底部是从单极零探测器uzd产生的零标记信号opuzd。

在上述讨论中，部署了没有调光的全波整流以说明作为本发明的各种实施例的单极零检测器的性能。在调光器的实际操作中，波形是相位切割，并且零电平检测采用不同的外观，如图5k3所示。示出了与交流周期同步操作的后沿调光器的波形，调光深度大约50％。从上到下，第一个波形是交流线电压acv，第二个是负载电流dimload的斩波波形，第三个是整流器输出电压vrect，而底部是来自单极性的零标记信号opuzd零检测器。注意，单极零检测点处于电压vrect从高电平到零电平的转变，并且对应于调光器的导通时段零电平持续。

如图2所示，单极零点检测器的输出将触发调光时间控制器tim。tim本质上是典型的边沿触发单稳态多谐振荡器，如图6a所示，用两个cmosnor门u601和u602实现。控制器由来自单极零点检测器uzd的零标记信号的正“沿”触发，由电容器c601和电阻r601组成的微分电路提取。

在稳定状态下，来自逻辑门u602的输出信号onsw为低，因为其输入由可变电阻器r602偏置为高。每当正向零标记信号出现在输入端时，它将使门u601的输出变低，通过耦合电容器c602将门u602的输出信号onsw变为高。信号onsw也耦合到门u601的一个输入，保持其低输出状态。因此，电容器c602由直流电源vcc通过可变电阻器r602充电，直到其两端的电压高到足以使逻辑门u602的输出变低，从而结束单稳态脉冲周期。在门u601的输出为高时，电容器c602将通过二极管d602快速放电到直流电源vcc中，以使电路复位准备用于下一个零标记信号。因此，在每个电源线半周期结束时的每个单极零点处，单稳态输出onsw在由电容器c602和可变电阻器r602的值的乘积确定的时间段内变为高。onsw的高周期越长，调光水平越小。因此，对于固定电容器c602，通过电阻器r602的变化来控制调光。

在低工作频率下，cmos门通常在数字开关中消耗很少的功率，以微安为单位提供电源电流。然而，对于单稳态多谐振荡器，应注意的是，在c602充电期间，对或非门u602的输入经过并保持在线性工作区中相当长的一段时间，在此期间功率消耗可能特别高以毫安表示的供电电流。因此，这不能满足作为本发明实施例的调光时间控制器的低功耗的要求。

图6b示出了作为本发明的实施例的调光时间控制器tim部署的边沿触发单稳态多谐振荡器的实现电路。参考电路图，晶体管q601被配置为反相器，之后是由晶体管q602和q603组成的另一反相器。两个反相器级联连接，为单稳态多谐振荡器的正常操作提供必要的环路增益。在待机(非激活)状态下，晶体管q601和q602通过设计偏置关断，而q603与从直流电源vcc通过电阻r603，r604和r605流动的基极偏置电流导通。选择这三个电阻的值，使得两个输出晶体管q602和q603将不会同时导通。因此，输出电平onsw为低，交流开关关闭。在单极零点处，来自单极零检测器uzd的正脉冲立即驱动晶体管q601，关断晶体管q603并导通晶体管q602。输出onsw被推到接近vcc的高电平。该高输出电平经由可变电阻器r602和晶体管q601的基极-发射极开始向电容器c602充电。只要充电继续，晶体管q601保持导通，晶体管q602也保持导通。onsw的高状态将持续一段时间，直到c602完全充电，当充电电流下降到小的值，使得晶体管q601再次截止，切断晶体管q602并导通晶体管q603。当q603导通时，输出onsw下降，由于正向电流流动方向上的二极管的低阻抗，使得电容器c602通过二极管d602快速放电，并且电路回到准备用于下一个脉冲的待机状态零电平。因此，onsw的高周期的长度取决于电容器c602和可变电阻器r602的值的乘积。onsw的高周期越长，调光电平将越小。因此，对于固定电容器c602，通过电阻器r602的变化来控制调光。

注意，当处于待机状态时，仅流过通过偏置电阻器r603，r604和r605的电流。为了降低来自直流电源vcc的总功率需求，这些电阻值应尽可能高，並与高电流增益和低漏电的晶体管包括场效应晶体管(fet)配合。当在激励模式下单稳态输出onsw为高时，也从vcc汲取电流以通过晶体管q602对电容器c602充电。因此，为了降低电流量以降低功耗，电容器c602的值应该尽可能小，并且相应地调整r602的值。

因此，如图6b所示的调光时间控制器的单稳态电路提供了非常低功率消耗的解决方案，以满足本发明的实施例的相切调光器的要求。

图7a描绘了作为现有技术的相切调光器的操作，其利用反串联连接的mosfetq1和q2作为交流开关。

当感测到开关电流isw高于预定安全极限时，部署电路保护模块pro以调光定时器模块tim切断交流开关来关闭系统(包括交流电源，负载和调光器本身)。如图所示，电流isw由电流传感器isen感测。在传统设计中，电流传感器可以是功率电阻器，其电压降显示了通过的电流。然而，该方法具有两个可能的缺点，即功率电阻器的功率耗散和/或放大器电路的复杂性以放大较小的电压降。或者，可以部署电流互感器，但是成本更高。在任何情况下，传统的方法可能是昂贵的和耗电的，所以在切相调光器中不实际可行。

图7b是作为本发明的实施例的用于过电流和过温保护的电路拓扑的框图，正如图2所示。对过流和过温条件分别监测组合的漏极的正和负电压。图7b还示出了源极电极的两个电阻器r1和r2，其对于增加电流感测的灵敏度是可选的。然而，为了简化下面的讨论，将r1和r2假定为零。

当端子g处的栅极电压相对于两个mosfet的源极电极的公共点com低于阈值时，mosfetq1和q2都截止。两个本征二极管d1和d2也是反串联连接，因此不导通。因此，由mosfet形成的交流开关实际上被关断。

当相对于两个mosfet的源极电极的公共点com的栅极电压足够高时，q1和q2都导通。电流流动的路径将取决于交流电源电压的极性。当电源电压为正时，即t1处的电压高于t2时，二极管d1将是反向偏置，而二极管d2被正向偏置。因此，电流isw流过t1，q1，d2，然后流过t2。另一方面，当电源电压为负时，即t1处的电压低于t2时，二极管d2将反向偏置，而二极管d1正向偏置。因此，电流isw流过t2，q2，d1，然后流过t1。

可以观察到，无论何时电流通过交流开关，根据电流的方向，电流流过两个二极管d1或d2中的任一个。此外，关于两个mosfet的源电极的公共点com，在导通二极管d1或d2上建立负电压降，其幅度取决于二极管的伏特特性。换句话说，通过监测二极管上的负电压，监测交流开关上的电流。

还观察到，无论何时电流通过导电mosfet，由于源极-漏极导通电压上的电压降，相对于两个mosfet的源极电极的公共点com在漏极上建立正电压。众所周知，mosfet的源极-漏极导通电阻具有正温度系数，对于该温度系数，对于通道温度从25至100摄氏度的升高，导通电阻将近似翻倍。因此，给定已知量的电流流过mosfet，可以通过监视器件的漏极电压来监视mosfet的沟道温度。可以看出，与过温保护捆绑在一起，还存在过流保护，尽管在这种情况下电流阈值高度依赖于沟道温度。

如图7b所示，两个mosfetq1和q2的栅极一起耦合到与门&1的输出。假设来自两个比较器comp1和comp2的输出都为高的待机条件，高电平的信号swon使mosfetq1和q2以及因此交流开关导通。

为了检测通过交流开关的电流，负电压检测器电路negdet1耦合到mosfetq1的漏极。检测器的功能是对q1的漏极电极上的负电压进行采样，但忽略正电压。为了相同的目的，即对q2的漏极电极上的负电压进行采样，但是忽略正电压，将单独但相同的电路negdet2耦合到mosfetq2的漏极电极。在通过模拟或门or2耦合到电压比较器comp2之前，每个检测器的输出被极性反转为正信号。将表示通过交流开关的电流的正信号的电压电平与预定的参考电压vrefi进行比较。vrefi被设置为对应于交流开关的过电流设定点的值，使得一旦or2的输出高于vrefi，comp2的输出变为低，将and门&amp；1的输出变低，使得mosfet立即关闭。

随着交流开关被关断，mosfet之一的漏极电极上的电压将上升，并由相应的正电压检测器posdet1或posdet2检测。检测器还缩小漏极电压的幅度，因其可以与电源电压的峰值一样高。来自检测器的代表mosfet的漏极电极处的电压的输出通过模拟或门or1耦合到电压比较器comp1，并与预定参考电压vrefv进行比较。vrefv的值的选择将在下面的讨论中解释，但是与mosfet的开路漏极电压相比仍然很小。因此，comp1的输出变为低，从而使and门&1的输出为低，使得即使当通过交流开关的电流下降到零时，比较器comp2的输出返回到高状态，mosfet也保持关断。交流开关将保持在关断状态，直到交流电压在半周期结束时下降到接近零电压电平。

如前所述，可以通过已知量的电流时监视器件的漏极电压来监视mosfet的沟道温度。通过将用于比较器comp1的vrefv的值设置为对应于高温限制的预期漏极电压，一旦达到温度限制，比较器comp1的输出将变为低，从而使and门&1的输出变低，使得mosfet立即关断。

图7c示出了用于实现过电流和过温保护功能的电路方案，作为本发明的实施例的相切调光器。二极管d5和d6分别在negdet1和negdet2中起负电压检测器的作用，而二极管d3和d4分别起正电压检测器posdet1和posdet2的作用。通过二极管d5和d6的整流作用，只有mosfetq1和q2的漏极电压的负部分作为组合的负漏极电压出现在二极管d5和d6的连接的阴极处。同样，通过二极管d3和d4的整流作用，只有mosfetq1和q2的漏极电压的正部分作为组合的正漏极电压出现在二极管d3和d4的连接的阳极处。

注意，每个检测器二极管d3，d4，d5和d6确实需要用于传导的最小阈值电压，因此稍微降低了检测灵敏度。如果需要，则可以采用更精确的检测电路。那些本领域技术人员将能够用具有最高精度的运算放大器整流电路来设计。

比较器comp1和comp2的功能如图7b所示，单独由晶体管q3担任。q1的基极-发射极电压作为两个电压比较功能的参考电压。由d5和d6检测的负漏极电压经由电阻器r3耦合到晶体管q3的发射极，而由d3和d4检测的正漏极电压经由电阻器r4耦合到晶体管q3的基极。电阻器r6连接在晶体管q3的发射极和电路公共com之间，使得通过r3与r6的比率，可以调节输入到比较器的负漏极电压。同样地，电阻器r5连接在晶体管q3的基极和电路公共com之间，使得通过r4与r5的比率，可以调节输入到比较器的正漏极电压。电阻器的选择是设计问题，并且结合晶体管q1，q2和q3的电特性来考虑。

比较器的输出实际上在晶体管q3的集电极处进行“与”逻辑功能，并且耦合到r8和mosfetq1和q2的栅极的结。可以设想，来自比较器的组合输出通过r8与开启信号onsw进一步作“与”逻辑功能。实际上，在以下任一条件下，开关信号onsw将被q3的集电极下拉：

1每当q3的发射极电压被mosfetq1和q2的组合负漏极电压下拉到足够低时，对应于过电流条件；

2每当q3的基极电压由mosfetq1和q2的组合正漏极电压升高到足够高时，而相应的mosfetq1或q2导通，对应于过温条件；

3只要交流开关处于断路状态，并且组合的正漏极电压足够高但不低于过温条件下的电压。

由于保护电路围绕mosfet的高阻抗输入电路构建，所以所消耗的功率量非常低。晶体管q3仅需要处理通过栅极电阻器r8的微安培电流。因此满足作为本发明实施例的调光器的低功耗要求。

以上作为本发明实施例的具有交流开关的相切调光器的过电流和过温保护的描述可以通过图8a，图8b，图8c和图8d的波形图进一步说明。每个图示出根据图2的操作框图从电路实现获得的三个波形，作为本发明的实施例：

上部波形：栅极驱动信号onsw到形成交流开关的mosfet

中间波形：通过调光器负载的电流dimload

下部波形：形成交流开关的mosfet的正漏极电压

波形是在交流线电压为220v/50hz，调光电平设置为50％左右时获得的。

图8a的波形在50千欧姆小负载(即在满载时为1w)时取得。注意，当mosfet的栅极驱动信号为低时，由于通过低通滤波器fil和iaux的不受控制的电流ifil需要为调光器控制和保护电路供电，所以在交流开关的关断时间处的非零负载电流。然而，根据本发明，这两个电流的设计非常低，因此使得低功率负载的调光成为可能。

图8b的波形在负载为300欧姆(即在满载时为161w)下获得。由于峰值电流未超过阈值1a，因此不会触发过电流保护。

图8c的波形在100欧姆的负载(即在全负载下为484w)下获得。过电流保护被触发，峰值电流被限制在1a峰值，每半周期重復。注意，在发生保护动作的时刻，即使栅极驱动信号onsw仍然为高，负载电流也被切断为零。

图8d的波形是在300欧姆的负载再次获得的，但是通过提高沟道温度，mosfet的沟道电阻增加到大于双倍的值。如图所示，当负载电流仅达到约600ma时，在通道温度正常时过电流保护动作的触发电平1a之前触发保护动作。

注意，上面的讨论是为了保护通常用于控制交流电流的交流开关。相同的保护原理也适用于用于直流电流开关的直流开关，当两个mosfet中的一个，例如q2不再需要并因此被去除时。因此，上述条件(1)不再有效，因为将不存在任何负电压。然而，条件(2)和(3)两者仍将是有效的，并且通过监测q1的正漏极电压，可以检测到过温和过电流条件，并且系统被相应地保护，如由图9所示。

如所示，图9是通过简化图7c获得，其中d3，d4，d5，d6，r2，r3，r6和q2(包括d2)被去除，并且交流开关acsw变为直流开关dcsw。在通过mosfetq1的某一电流电平处，并且在q1过热的情况下，漏极电压将具有足够的大小以通过电阻器r4导通q3。这将依次下拉mosfetq1的栅极电压并关断q1。当q1关断时，漏极电压将上升，这将进一步保持q3导通，因此q1将被锁定，直到驱动电压vrect为零时的半周期结束。

预期即使q1的沟道温度正常，漏极电压仍将随着漏极电流的升高而上升。因此，通过调节电阻器r4和r5的相对值是可行的，q3可以在漏极电流的某个电平处导通，从而提供过电流保护功能。

尽管所引用的本发明的各种实施例基于具有如图2所示的交流开关的切相调光器，相同的原理和益处也适用于具有直流开关的那些，即在交流电压的全波整流之后相位切割的调光器。图10是示出作为本发明的替代实施例的具有直流开关dcsw的调光器(即由单个mosfetq1切换)的框图。通过全桥整流器rect的整流布置在滤波器模块fil之后，尽管相对位置可以互换。调光控制器dimcon具有三个功能块：直流电源dcp，单极零点检测器uzd和调光时间控制器tim，保持与具有交流开关的调光器相同。过电流和过温保护功能对于电路调整也是可行的，如图7c所示修改至图9，正如前一节所述。

虽然已经详细描述了本发明及其优点，但是应当理解，在不脱离所描述的本发明的精神和范围的情况下，可以在其中进行各种改变，替换和更改。也就是说，本申请中包括的讨论旨在用作基本描述。应当理解，具体的讨论不一定可以明确地描述所有可能的实施例；许多替代方案是隐含的。它也可能不完全解释本发明的一般性质，并且可能没有明确地示出每个特征或元件如何实际上代表更广泛的功能或多种替代或等同元件。同样，这些隐含地包括在本公开中。当在面向设备的术语中描述本发明时，设备的每个元件隐含地执行功能。说明书和术语都不旨于限制本发明的范围。