本文所公开的主题一般地涉及数字补偿器和非线性数字补偿系统，并且更特别地，涉及用于非线性模拟接收器的数字补偿器。
背景技术：
诸如图像、无线电波、光和声音信号等自然发生的信号是模拟的。这些信号能够在模拟域中被放大/滤波，并被转换成数字信号以用于进一步处理。用来感测和检测模拟信号并且/或者处理和分析模拟信号的装置具有有限的精度和线性度。这样的装置不仅能够检测和放大所期望的信号，还会产生其他的杂散信号(spurious signal)。例如，放大器或者具有有源滤波器的放大器可能会在如下的区域中进行操作：在这些区域中，谐波失真变得显著并且限制了所期望信号的检出水平的精度。将模拟信号转换成数字域的模数转换器(ADC：analog to digital converter)可能包含诸如采样保持器和比较器等会引入非线性误差的高度非线性电路，并且/或者该模数转换器的前面可能是非线性模拟前端(例如，前置放大器、输入网络，等等)。例如，在有限模拟水平的采样期间内在ADC中的采样、增益和失调(offset)任何一者中或它们全部中的误差都会导致大量的谐波失真。图1是在频域中绘制的ADC输出信号的示例的图。单个频率音调被滤波并且作为通向ADC的输入而被施加。如该图所示，来自 ADC的信号的快速傅里叶变换(FFT：Fast Fourier Transform)输出频谱具有许多阶的谐波失真。取决于该信号频谱的本底噪声，甚至第100阶谐波也能够是可见的。图2图示了在通向ADC的输入处施加有两个输入频率音调的情况下的来自ADC的信号的FFT输出频谱的示例。该图图示出了ADC输出信号具有许多互调失真(intermodulation distortion)。因此，如果信号是宽带，其占用多于单个频率音调，并且该宽带信号进入诸如上述装置中的任一者等非线性电路，所期望的输出信号将会包含杂散谐波和互调失真成分。对于要求在声音方面高保真度、在图像方面清晰以及在RF(射频)和光学信号方面无损坏的系统，重要的是：恢复或维持频域中的输入信号的频谱纯度并且/或者使时域中的失真最小化。在信号具有明显更大幅度的情况下，非线性系统能够被用来检测小的信号。这样的检测通常需要高的无杂散动态范围(SFDR：spur-free dynamic range)，所述无杂散动态范围是基波的幅度相对于最大谐波音调的幅度或者或杂散的度量。
技术实现要素：
本技术的各方面和各实施例涉及数字补偿器和非线性数字补偿系统。特别地，与模拟接收器的输出接合的数字补偿器包括至少一个固定的离散时间(DT：discrete-time)线性时不变(LTI：linear time invariant) 滤波器，所述至少一个固定的离散时间(DT)线性时不变(LTI)滤波器是基于所述模拟接收器的已知非线性方面而被配置的，并且跟随在所述至少一个固定的离散时间(DT)线性时不变(LTI)滤波器之后的是至少一个较低复杂度的离散时间非线性补偿器，该补偿器用于提供经过补偿后的输出信号。所述数字补偿器被配置成能够实质上降低来自所述模拟接收器的采样数字输出信号中的一个或多个非线性失真分量，以提供能够达到当所述模拟接收器和所述数字补偿器进行组合时的接收器线性度要求的输出信号。
一种非线性数字补偿系统，其包括模拟接收器，并且跟随在所述模拟接收器之后的是数字补偿器。所述模拟接收器包括多个模拟电路部件 (模拟前端)且包括模数转换器。至少一些所述模拟电路部件具有已知的非线性响应特性。所述模拟接收器接收连续时间输入信号x(t)，并且提供具有一个或多个非线性失真分量的采样数字输出信号y[n]。所述数字补偿器被接合至所述模拟接收器的输出。所述数字补偿器包括基于所述模拟接收器的已知非线性方面而被配置的至少一个固定的离散时间 (DT)线性时不变(LTI)滤波器，所述至少一个固定的离散时间(DT) 线性时不变(LTI)滤波器提供输出信号z[n]，并且跟随在所述至少一个固定的离散时间(DT)线性时不变(LTI)滤波器之后的是至少一个较低复杂度的离散时间非线性补偿器，该补偿器用于提供经过补偿后的输出信号u[n]。所述数字补偿器被配置成与所述模拟接收器进行组合以使得能够实质上降低所述模拟接收器的所述采样数字输出信号y[n]中的所述一个或多个非线性失真分量，由此提供能够达到接收器线性度要求的所述输出信号u[n]。
根据至少一个实施例，所述固定的离散时间(DT)线性时不变(LTI) 滤波器是基于所述模拟接收器的已知非线性方面而被配置的单输入多输出(SIMO：single-input multiple-output)滤波器，该单输入多输出(SIMO) 滤波器提供多个输出信号z[n]，并且跟随在该单输入多输出(SIMO)滤波器之后的是至少一个较低复杂度的离散时间多输入单输出(MISO： multiple-input single-output)非线性补偿器，该补偿器用于接收上述多个输出信号z[n]并提供单个经过补偿后的所述输出信号u[n]。
根据至少一个实施例，所述一个或多个非线性失真分量包括采样谐波和互调项(sampled harmonic and intermodulation terms)，并且所述数字补偿器被配置成提供通过无记忆非线性特征而被组合和映射的经过滤波和延时后的模拟接收器样本的乘积的和，以表达由所述模拟接收器输出的所述采样谐波和互调项。
根据至少一个实施例，所述模拟接收器被建模为如下的理想采样器：该采样器提供所述连续时间输入信号x(t)和所添加的失真(Δ)分量的未失真离散时间表达。
根据至少一个实施例，所述数字补偿器包括一级或多级补偿器元件 (1-Δ、或者1-Δ1和1-Δ2、…)的级联，所述一级或多级补偿器元件复制离散时间失真(Δ)分量并且减去所复制的所述离散时间失真(Δ)分量以使得能够实质上降低由所述模拟接收器提供的所添加的失真(Δ)分量，由此产生所述输出信号的大致与Δ2成比例的失真分量。
根据至少一个实施例，所述数字补偿器包括与多个较低复杂度的离散时间非线性补偿器中的相应一者串联的多个固定的离散时间(DT)线性时不变(LTI)滤波器，并且每一个这样级联的所述LTI滤波器和所述非线性补偿器被并行地设置着并且被配置成解决变化的谐波。
根据至少一个实施例，所述固定的离散时间(DT)线性时不变(LTI) 单输入多输出(SIMO)滤波器包括无限脉冲响应(IIR：infinite impulse response)滤波器、延迟线、有限脉冲响应(FIR：finite impulse response) 滤波器、以及加法矩阵的任意选用。
根据至少一个实施例，所述固定的离散时间(DT)线性时不变(LTI) 单输入多输出(SIMO)滤波器包括直接将某些谐波共振作为目标的IIR 滤波器。
根据至少一个实施例，所述固定的离散时间(DT)线性时不变(LTI) 单输入多输出(SIMO)滤波器是全通滤波器。
根据至少一个实施例，所述LTI SIMO滤波器是针对于不同的奈奎斯特(Nyquist)范围而被配置的。
根据至少一个实施例，所述数字补偿器进一步被配置成达到所述数字补偿器的功率要求。
根据至少一个实施例，所述较低复杂度的非线性补偿器包括无记忆 (NL)补偿器，该无记忆(NL)补偿器基于补偿系数来补偿来自所述至少一个固定的离散时间(DT)线性时不变(LTI)滤波器的所述输出信号z[n]，由此提供经过补偿后的所述输出信号u[n]。
根据该实施例的各方面，所述无记忆MISO(NL)补偿器的各个并行分支能够是简化的沃尔泰拉(Volterra)多项式。
根据该实施例的各方面，所述无记忆MISO(NL)补偿器的各个并行分支能够是非线性映射。
根据该实施例的各方面，所述无记忆MISO(NL)补偿器的各个并行分支能够是大小优化的内插查找表或分段线性查找表。
根据该实施例的各方面，所述无记忆(NL)补偿器能够包括针对不同的奈奎斯特范围而不同的固定系数。
根据该实施例的各方面，所述无记忆(NL)补偿器包括随着外部参数μ的变化而发生改变的非线性映射的系数以及随着奈奎斯特范围而发生改变的所述LTI滤波器，而且所述数字补偿器还包括校准单元，该校准单元计算所述非线性映射的系数并将所述非线性映射的系数作为所述外部参数μ的值的函数而提供给所述无记忆(NL)补偿器。
根据该实施例的各方面，所述校准单元基于所述模拟接收器的已知操作特性、所感测的操作电压、所感测的温度、奈奎斯特采样速率、奈奎斯特范围(第一或第二)、输入终端阻抗类型、来自老化传感器(aging sensor)的输入、和过程变量中的至少一者，来计算所述非线性映射的系数并将所述非线性映射的系数提供给所述无记忆(NL)补偿器。
根据至少一个实施例，所述模拟接收器包括M路交织型模数转换器 (ADC)，并且所述数字补偿器被配置成补偿所述M路交织型ADC。
根据该实施例的各方面，所述数字补偿器包括共用的固定LTI系统且包括加法器。所述共用的固定LTI系统接收在所述交织型模拟接收器的输出处提供的M个输出信号y[n]，并且对于针对连续时间输入信号x(t) 的已知非线性响应特性而部分地补偿所述M个输出信号y[n]，以将M个输出信号z[n]提供给一组M个可编程无记忆非线性特征(programmable memoryless nonlinearities)，所述一组M个可编程无记忆非线性特征基于补偿系数进一步补偿所述M个输出信号z[n]以提供M个输出信号。所述加法器使这M个输出信号相加以提供经过补偿后的输出信号u[n]。
根据该实施例的各方面，所述一组M个可编程无记忆非线性特征还包括各自的第一乘法器和第二乘法器，所述第一乘法器使所述M个输出信号中的一个输出信号与sin函数相乘，所述第二乘法器使所述M个输出信号中的所述一个输出信号与cos函数相乘，由此提供所述M个输出信号中的各输出信号的移位(shift)。
根据该实施例的各方面，所述固定LTI系统包括延迟线和重构滤波器的组合，跟随在该组合之后的是部分填充加法矩阵(partially-populated addition matrix)，该部分填充加法矩阵用于产生来自所述固定LTI系统的z[n]输出的L个组合。
根据该实施例的各方面，所述M个可编程无记忆非线性特征中的各个可编程无记忆非线性特征包括具有不同补偿系数的N个无记忆非线性 (NL：nonlinear)补偿器。
根据该实施例的各方面，所述M个可编程无记忆非线性特征中的各个可编程无记忆非线性特征还包括各自的第一乘法器和第二乘法器，所述第一乘法器使所述M个输出信号中的一个输出信号与sin函数相乘，所述第二乘法器使所述M个输出信号中的所述一个输出信号与cos函数相乘，以提供所述M个输出信号中的各输出信号的移位。
非线性补偿器系统的设计方法包括：在模拟接收器设计中将非线性特征化，并且基于所述非线性来设计用于所述模拟接收器设计的数字补偿器。所述模拟接收器被配置成接收连续时间输入信号x(t)并提供采样数字输出信号y[n]。用于所述模拟接收器的所述数字补偿器是基于所述非线性而被设计的。所述数字补偿器基于所述模拟接收器的响应而被配置成能够实质上降低所述模拟接收器的所述采样数字输出信号y[n]中的非线性，以提供输出信号u[n]。所述数字补偿器包括基于所述模拟接收器的非线性而被配置的至少一个固定的离散时间(DT)线性时不变(LTI) 滤波器，该至少一个固定的离散时间(DT)线性时不变(LTI)滤波器提供输出信号z[n]，并且跟随在该至少一个固定的离散时间(DT)线性时不变(LTI)滤波器之后的是至少一个较低复杂度的离散时间非线性补偿器，该补偿器用于提供经过补偿后的所述输出信号u[n]。
根据至少一个实施例，设计所述数字补偿器的步骤包括：基于所述模拟接收器的已知非线性方面而将所述至少一个固定的离散时间(DT) 线性时不变(LTI)滤波器配置为单输入多输出(SIMO)滤波器，该单输入多输出(SIMO)滤波器提供多个输出信号z[n]，并且跟随在该单输入多输出(SIMO)滤波器之后的是至少一个较低复杂度的离散时间多输入单输出(MISO)非线性补偿器，该补偿器用于接收上述多个输出信号z[n]并提供单个经过补偿后的所述输出信号u[n]。
根据至少一个实施例，所述方法还包括：利用通过无记忆非线性特征而被组合和映射的经过滤波和延时后的模拟接收器样本的和，来补偿一个或多个采样谐波和互调项，以表达由所述模拟接收器输出的所述采样谐波和互调项。
根据至少一个实施例，所述方法还包括将所述模拟接收器建模为如下的理想采样器：该理想采样器提供所述连续时间输入信号x(t)和所添加的失真(Δ)分量的未失真离散时间表达。
根据至少一个实施例，所述方法还包括将所述数字补偿器实施为一级或多级补偿器元件(1-Δ、或者1-Δ1和1-Δ2，等等)的级联，所述一级或多级补偿器元件复制离散时间失真(Δ)分量并且被配置成减去所复制的离散时间失真(Δ)分量以便能够实质上降低由所述模拟接收器提供的所添加的失真(Δ)分量，由此产生所述输出信号的大致与Δ2成比例的失真分量。
根据至少一个实施例，所述方法还包括将所述数字补偿器实施为与多个较低复杂度的离散时间非线性补偿器中的相应一者串联的多个固定的离散时间(DT)线性时不变(LTI)单输入多输出(SIMO)滤波器，并且每一个这样级联的所述LTI滤波器和所述非线性补偿器被并行地设置着并且被配置成解决变化的谐波。
根据至少一个实施例，所述方法还包括利用IIR滤波器、延迟线、 FIR滤波器、以及加法矩阵的任意选用来实施所述固定的离散时间(DT) 线性时不变(LTI)单输入多输出(SIMO)滤波器。
根据至少一个实施例，所述方法还包括利用直接将某些谐波共振作为目标的IIR滤波器来实施所述固定的离散时间(DT)线性时不变(LTI) 单输入多输出(SIMO)滤波器。
根据至少一个实施例，所述方法还包括将所述固定的离散时间(DT) 线性时不变(LTI)单输入多输出(SIMO)滤波器实施为全通滤波器。
根据至少一个实施例，所述方法还包括：实施针对不同的奈奎斯特范围而不同的所述固定的LTI单输入多输出(SIMO)滤波器。
根据至少一个实施例，所述方法还包括将所述数字补偿器配置成达到所述数字补偿器的功率要求。
根据至少一个实施例，所述方法还包括将所述较低复杂度的非线性补偿器实施为无记忆(NL)多输入单输出(MISO)补偿器，该无记忆 (NL)多输入单输出(MISO)补偿器基于补偿系数来补偿来自所述至少一个固定的离散时间(DT)线性时不变(LTI)单输入多输出(SIMO) 滤波器的所述输出信号z[n]以提供经过补偿后的所述输出信号u[n]。
根据该实施例的各方面，所述方法包括将所述无记忆(NL)MISO 补偿器的各个并行分支实施为简化的沃尔泰拉多项式。
根据该实施例的各方面，所述方法包括将所述无记忆(NL)MISO 补偿器的各个并行分支实施为非线性映射。
根据该实施例的各方面，所述方法包括将所述无记忆(NL)MISO 补偿器的各个并行分支实施为大小优化的查找表。
根据该实施例的各方面，所述方法包括：利用随着外部参数μ的变化而发生改变的非线性映射来实施所述无记忆(NL)补偿器，以及实施随着奈奎斯特范围而发生改变的所述LTI滤波器。而且设计所述数字补偿器的步骤还包括设置这样的校准单元：该校准单元计算所述非线性映射的系数并将所述非线性映射的系数作为所述外部参数μ的值的函数而提供给所述无记忆(NL)补偿器。根据该实施例的各方面，所述方法包括基于所述模拟接收器的已知操作特性、所感测的操作电压、所感测的温度、奈奎斯特采样速率、奈奎斯特范围(第一或第二)、输入终端阻抗类型、来自老化传感器的输入、和过程变量中的至少一者来确定所述系数。
根据至少一个实施例，所述方法还包括利用M路交织型模数转换器 (ADC)来实施所述模拟接收器，并且将所述数字补偿器设计成补偿所述M路交织型ADC。
根据该实施例的各方面，所述方法还包括将所述数字补偿器实施为共用的固定LTI系统。所述共用的固定LTI系统接收在所述交织型模拟接收器的输出处提供的M个输出信号y[n]，并且对于针对连续时间输入信号x(t)的已知非线性响应特性而部分地补偿所述M个输出信号y[n]，以将M个输出信号z[n]提供给一组M个可编程无记忆非线性特征，所述一组M个可编程无记忆非线性特征基于补偿系数进一步补偿所述M个输出信号z[n]从而提供M个输出信号，而且所述共用的固定LTI系统使这 M个输出信号相加以提供经过补偿后的所述输出信号u[n]。
根据该实施例的各方面，所述方法还包括：利用使所述M个输出信号中的一个输出信号与sin函数相乘的第一乘法器和使所述M个输出信号中的所述一个输出信号与cos函数相乘的第二乘法器来实施所述一组 M个可编程无记忆非线性特征，以提供所述M个输出信号中的各输出信号的移位。
根据该实施例的各方面，所述方法还包括将所述数字补偿器实施为延迟线和重构滤波器的组合，跟随在该组合之后的是用于产生来自所述固定LTI系统的z[n]输出的L个组合的部分填充加法矩阵。
根据该实施例的各方面，所述方法还包括利用具有不同补偿系数的 N个无记忆非线性(NL)补偿器来实施所述M个可编程无记忆非线性特征中的各个可编程无记忆非线性特征。根据该实施例的各方面，所述方法还包括：利用使所述M个输出信号中的一个输出信号与sin函数相乘的第一乘法器和使所述M个输出信号中的所述一个输出信号与cos函数相乘的第二乘法器来实施所述M个可编程无记忆非线性特征中的各个可编程无记忆非线性特征，以提供所述M个输出信号中的各输出信号的移位。
根据至少一个实施例，所述方法还包括估计所述数字补偿器的功率消耗。
根据至少一个实施例，所述方法还包括将一系列多音调信号传送到所述模拟接收器设计的输入处并且分析所得到的输出信号。数字补偿器包括至少一个固定的离散时间(DT)线性时不变(LTI)滤波器，该至少一个固定的离散时间(DT)线性时不变(LTI)滤波器提供输出信号z[n]并且是基于模拟接收器的已知非线性方面而被配置的，而且跟随在该至少一个固定的离散时间(DT)线性时不变(LTI)滤波器之后的是至少一个较低复杂度的离散时间非线性补偿器，该补偿器用于提供经过补偿后的输出信号u[n]。所述数字补偿器被配置成能够实质上降低所述模拟接收器的采样数字输出信号y[n]中的一个或多个非线性失真分量，以提供能够达到接收器线性度要求的所述输出信号u[n]。
根据至少一个实施例，所述固定的离散时间(DT)线性时不变(LTI) 滤波器是基于所述模拟接收器的已知非线性方面而被配置的单输入多输出(SIMO)滤波器，该单输入多输出(SIMO)滤波器提供多个输出信号z[n]，并且跟随在该单输入多输出(SIMO)滤波器之后的是至少一个较低复杂度的离散时间多输入单输出(MISO)非线性补偿器，该补偿器用于接收上述多个输出信号z[n]并提供单个经过补偿后的所述输出信号 u[n]。
根据至少一个实施例，所述数字补偿器被配置成提供通过无记忆非线性特征而被组合和映射的经过滤波和延时后的模拟接收器样本的乘积的和，以表达由所述模拟接收器输出的采样谐波和互调项。
根据至少一个实施例，所述数字补偿器包括一级或多级补偿器元件 (1-Δ、或者1-Δ1和1-Δ2)的级联，所述一级或多级补偿器元件复制离散时间失真(Δ)分量并且减去所复制的离散时间失真(Δ)分量，以使得能够实质上降低由所述模拟接收器提供的所添加的失真(Δ)分量，由此产生所述输出信号的大致与Δ2成比例的失真分量。
根据至少一个实施例，所述数字补偿器包括与多个较低复杂度的离散时间非线性补偿器中的相应一者串联的多个固定的离散时间(DT)线性时不变(LTI)滤波器，并且每一个这样级联的所述LTI滤波器和所述非线性补偿器被并行地设置着并且被配置成解决变化的谐波。
根据至少一个实施例，所述固定的离散时间(DT)线性时不变(LTI) 单输入多输出(SIMO)滤波器包括IIR滤波器、延迟线、FIR滤波器、以及加法矩阵的任意选用。
根据至少一个实施例，所述固定的离散时间(DT)线性时不变(LTI) 单输入多输出(SIMO)滤波器包括直接将某些谐波共振作为目标的IIR 滤波器。
根据至少一个实施例，所述固定的离散时间(DT)线性时不变(LTI) 单输入多输出(SIMO)滤波器是全通滤波器。
根据至少一个实施例，所述LTI SIMO滤波器是针对于不同的奈奎斯特范围而被配置的。
根据至少一个实施例，所述数字补偿器进一步被配置成达到所述数字补偿器的功率要求。
根据至少一个实施例，所述较低复杂度的非线性补偿器包括无记忆 (NL)补偿器，该无记忆(NL)补偿器基于补偿系数来补偿来自所述至少一个固定的离散时间(DT)线性时不变(LTI)单输入多输出(SIMO) 滤波器的所述输出信号z[n]，以提供经过补偿后的所述输出信号u[n]。
根据该实施例的各方面，所述无记忆(NL)补偿器的各个分支能够是简化的沃尔泰拉多项式。
根据该实施例的各方面，所述无记忆(NL)补偿器的各个分支能够是非线性映射。
根据该实施例的各方面，所述无记忆(NL)补偿器的各个分支能够是大小优化的内插查找表或分段线性查找表。
根据该实施例的各方面，所述无记忆(NL)补偿器能够包括针对不同的奈奎斯特范围而不同的固定系数。
根据该实施例的各方面，所述无记忆(NL)补偿器包括随着外部参数μ的变化而发生改变的所述非线性映射的系数以及随着奈奎斯特范围而发生改变的所述LTI滤波器，而且所述数字补偿器还包括校准单元，该校准单元计算所述非线性映射的系数并且将所述非线性映射的系数作为所述外部参数μ的值的函数而提供给所述无记忆(NL)补偿器。根据该实施例的各方面，所述校准单元基于所述模拟接收器的已知操作特性、所感测的操作电压、所感测的温度、奈奎斯特采样速率、奈奎斯特范围 (第一或第二)、输入终端阻抗类型、来自老化传感器的输入、和过程变量中的至少一者，来计算所述非线性映射的系数并将所述非线性映射的系数提供给所述无记忆(NL)补偿器。
根据该实施例的各方面，所述数字补偿器包括共用的固定LTI系统且包括加法器。所述共用的固定LTI系统接收在M路交织型模数转换器 (ADC)的输出处提供的M个输出信号y[n]，并且对于针对连续时间输入信号x(t)的已知非线性响应特性而部分地补偿所述M个输出信号y[n]，以将M个输出信号z[n]提供给一组M个可编程无记忆非线性特征，该一组M个可编程无记忆非线性特征基于补偿系数而进一步补偿所述M个输出信号z[n]以提供M个输出信号。所述加法器使所述M个输出信号相加以提供经过补偿后的输出信号u[n]。
根据该实施例的各方面，所述一组M个可编程无记忆非线性特征还包括各自的第一乘法器和第二乘法器，所述第一乘法器使所述M个输出信号中的一个输出信号与sin函数相乘，所述第二乘法器使所述M个输出信号中的所述一个输出信号与cos函数相乘，由此提供所述M个输出信号中的各输出信号的移位。根据该实施例的各方面，所述固定LTI系统包括延迟线和重构滤波器的组合，跟随在该组合之后的是部分填充加法矩阵，所述部分填充加法矩阵用于产生来自所述固定LTI系统的z[n] 输出的L个组合。
根据该实施例的各方面，所述M个可编程无记忆非线性特征中的各个可编程无记忆非线性特征包括具有不同补偿系数的N个无记忆非线性 (NL)补偿器。
根据该实施例的各方面，所述M个可编程无记忆非线性特征中的各个可编程无记忆非线性特征还包括各自的第一乘法器和第二乘法器，所述第一乘法器使所述M个输出信号中的一个输出信号与sin函数相乘，所述第二乘法器使所述M个输出信号中的所述一个输出信号与cos函数相乘，由此提供所述M个输出信号中的各输出信号的移位。
数字补偿器的设计方法包括基于模拟接收器的已知非线性来设计用于模拟接收器设计的数字补偿器，所述数字补偿器被配置成能够实质上降低所述模拟接收器的采样数字输出信号y[n]中的非线性从而提供输出信号u[n]，所述数字补偿器包括基于所述模拟接收器的针对连续时间输入信号x(t)的非线性而被配置的至少一个固定的离散时间(DT)线性时不变(LTI)滤波器，该滤波器提供输出信号z[n]，并且跟随在该滤波器之后的是用于提供经过补偿后的输出信号u[n]的至少一个较低复杂度的离散时间非线性补偿器。
根据至少一个实施例，设计所述数字补偿器的步骤包括基于所述模拟接收器的已知非线性方面而将所述至少一个固定的离散时间(DT)线性时不变(LTI)滤波器配置为单输入多输出(SIMO)滤波器，该单输入多输出(SIMO)滤波器提供多个输出信号z[n]，并且跟随在该单输入多输出(SIMO)滤波器之后的是至少一个较低复杂度的离散时间多输入单输出(MISO)非线性补偿器，该补偿器用于接收上述多个输出信号z[n] 并提供单个经过补偿后的输出信号u[n]。所述非线性系统的设计方法的一个实施例包括：基于所述模拟接收器的已知非线性方面而将所述固定的离散时间(DT)线性时不变(LTI)滤波器配置为单输入多输出(SIMO) 滤波器，并且将用于接收所述多个输出信号z[n]且提供单个补偿后的输出信号u[n]的所述较低复杂度的离散时间滤波器配置为多输入单输出 (MISO)非线性补偿器。
所述模拟接收器的一个实施例包括M路交织型模数转换器(ADC)，并且所述数字补偿器的设计的一个实施例包括：将所述固定的离散时间 (DT)线性时不变(LTI)滤波器配置为共用的固定LTI系统；将所述较低复杂度的离散时间滤波器配置为M个可编程无记忆非线性特征组；并且还设置一个加法器。所述共用的固定LTI系统接收在所述M路交织型模数转换器(ADC)的输出处提供的M个输出信号y[n]，并且对于已知非线性响应特性而部分地补偿所述M个输出信号y[n]，以提供M个输出信号z[n]。所述M个可编程无记忆非线性特征组基于补偿系数进一步补偿所述M个输出信号z[n]以提供M个输出信号。所述加法器使所述M 个输出信号相加以提供经过补偿后的输出信号u[n]。
所述数字补偿器的设计方法的一个实施例包括：利用通过无记忆非线性而被组合和映射的经过滤波和延时后的模拟接收器样本的和，来补偿一个或多个采样谐波和互调项，以表达由所述模拟接收器输出的所述采样谐波和互调项。
所述数字补偿器的设计方法的一个实施例包括将所述模拟接收器建模为如下的理想采样器：该理想采样器提供所述连续时间输入信号x(t) 和所添加的失真(Δ)分量的未失真离散时间表达。
所述数字补偿器的设计方法的一个实施例包括将所述数字补偿器实施为一级或多级补偿器元件(1-Δ、或者1-Δ1和1-Δ2)的级联，所述一级或多级补偿器元件复制离散时间失真(Δ)分量并且被配置成减去所复制的离散时间失真(Δ)分量以便能够实质上降低由所述模拟接收器提供的所添加的失真(Δ)分量，由此产生所述输出信号的大致与Δ2成比例的失真分量。
所述数字补偿器的设计方法的一个实施例包括将所述数字补偿器实施为与多个较低复杂度的离散时间非线性补偿器中的相应一者串联的多个固定的离散时间(DT)线性时不变(LTI)滤波器，并且每一个这样级联的所述LTI滤波器和所述非线性补偿器被并行地设置着并且被配置成解决变化的谐波。
所述数字补偿器的设计方法的一个实施例包括利用IIR滤波器、延迟线、FIR滤波器、以及加法矩阵的任意选用来实施所述固定的离散时间(DT)线性时不变(LTI)单输入多输出(SIMO)滤波器。
所述数字补偿器的设计方法的一个实施例包括：利用直接将某些谐波共振作为目标的IIR滤波器来实施所述固定的离散时间(DT)线性时不变(LTI)单输入多输出(SIMO)滤波器。
所述数字补偿器的设计方法的一个实施例包括：将所述固定的离散时间(DT)线性时不变(LTI)单输入多输出(SIMO)滤波器实施为全通滤波器。
所述数字补偿器的设计方法的一个实施例包括：实施针对不同的奈奎斯特范围而不同的所述固定的LTI SIMO滤波器。
所述数字补偿器的设计方法的一个实施例包括：将所述数字补偿器配置成达到所述数字补偿器的功率要求。
所述数字补偿器的设计方法的一个实施例包括：将所述较低复杂度的非线性补偿器实施为无记忆(NL)补偿器，该无记忆(NL)补偿器基于补偿系数来补偿来自所述至少一个固定的离散时间(DT)线性时不变 (LTI)单输入多输出(SIMO)滤波器的所述输出信号z[n]，由此提供经过补偿后的所述输出信号u[n]。
该实施例的各方面包括将所述无记忆(NL)补偿器的各个分支实施为简化的沃尔泰拉多项式。
该实施例的各方面包括将所述无记忆(NL)补偿器的各个分支实施为非线性映射。
该实施例的各方面包括将所述无记忆(NL)补偿器的各个分支实施为大小优化的查找表。
该实施例的各方面包括：利用随着外部参数μ的变化而发生改变的非线性映射来实施所述无记忆(NL)补偿器的各个分支，并且实施随着奈奎斯特范围而发生改变的所述LTI滤波器。而且，设计所述数字补偿器的步骤还包括设置这样的校准单元：该校准单元计算所述非线性映射的系数并将所述非线性映射的系数作为所述外部参数μ的值的函数而提供给所述无记忆(NL)补偿器。该实施例的各方面还包括：基于所述模拟接收器的已知操作特性、所感测的操作电压、所感测的温度、奈奎斯特采样速率、奈奎斯特范围(第一或第二)、输入终端阻抗类型、来自老化传感器的输入、和过程变量中的至少一者来确定所述系数。
所述数字补偿器的设计方法的一个实施例包括：利用M路交织型模数转换器(ADC)来实施所述模拟接收器，并且将所述数字补偿器设计成补偿所述M路交织型ADC。
该实施例的各方面包括：将所述数字补偿器实施为共用的固定LTI 系统。所述共用的固定LTI系统接收在所述交织型模拟接收器的输出处提供的M个输出信号y[n]，并且对于针对连续时间输入信号x(t)的已知非线性响应特性而部分地补偿所述M个输出信号y[n]，以将M个输出信号z[n]提供给一组M个可编程无记忆非线性特征，该一组M个可编程无记忆非线性特征基于补偿系数而进一步补偿所述M个输出信号z[n]以提供M个输出信号，而且所述共用的固定LTI系统使这M个输出信号相加以提供经过补偿后的输出信号u[n]。
该实施例的各方面包括：利用使所述M个输出信号中的一个输出信号与sin函数相乘的第一乘法器和使所述M个输出信号中的所述一个输出信号与cos函数相乘的第二乘法器来实施所述一组M个可编程无记忆非线性特征，以提供所述M个输出信号中的各输出信号的移位。
该实施例的各方面包括：将所述数字补偿器实施为延迟线和重构滤波器的组合，跟随在该组合之后的是用于产生来自所述固定LTI系统的z[n]输出的L个组合的部分填充加法矩阵。
该实施例的各方面包括：利用具有不同补偿系数的N个无记忆非线性(NL)补偿器来实施所述M个可编程无记忆非线性特征中的各个可编程无记忆非线性特征。
该实施例的各方面包括：利用使所述M个输出信号中的一个输出信号与sin函数相乘的第一乘法器和使所述M个输出信号中的所述一个输出信号与cos函数相乘的第二乘法器来实施所述M个可编程无记忆非线性特征中的各个可编程无记忆非线性特征，以提供所述M个输出信号中的各输出信号的移位。
所述数字补偿器的设计方法的一个实施例包括估计所述数字补偿器的功率消耗。
所述数字补偿器的设计方法的一个实施例包括将一系列多音调信号传送到所述模拟接收器设计的输入处并且分析所得到的输出信号。
下面将详细地讨论这些示例性方面和各实施方式的其他方面、实施例和优势。本文中所公开的实施例可以以与本文中所公开的原理中的至少一个原理一致的任何方式而与其他实施例组合，并且对“一个实施例”、“一些实施例”、“替代实施例”、“各种实施例”或“某一实施例”等的引用不一定是相互排斥的，并且这些引用旨在表明在至少一个实施例中可以包括所说明的特定特征、结构或特性。本文中这样的术语的出现不一定全部指代相同的实施例。
附图说明
下面将参照并不旨在按比例绘制的附图来讨论至少一个实施例的各个方面。包括附图是为了提供说明以及对各个方面和实施例的进一步理解，并且附图被并入并构成本说明书的一部分，但是附图并不旨在作为本实用新型的限制的界定。在附图中，用相同的数字表示附图中所图示的各个相同或几乎相同的部件。为了清楚的目的，并非在每个附图中都标注出每个部件。
在附图中：
图1是针对通向ADC的单音调输入信号、在频域中绘制的来自ADC 的示例性输出信号的图；
图2是针对通向ADC的双音调输入信号、在频域中绘制的来自ADC 的示例性输出信号的图；
图3是图示了根据本公开实施例的用于设计数字补偿器系统的过程的流程图；
图4是图示了根据本公开的用于设计数字补偿器系统的过程的一个实施例的进一步细节的流程图；
图5是根据本公开的与数字补偿器组合的被测器件(DUT：device under test)/模拟接收器的一个实施例的框图；
图6是图5中的非线性系统的DUT/模拟接收器部件的模型；
图7是用于补偿图5中的非线性系统的DUT/模拟接收器部件的数字补偿器结构的实施例的模型；
图8图示了图5中的DUT/模拟接收器的另一个模型；
图9图示了用于补偿图8中的非线性系统的DUT/模拟接收器部件的数字补偿器结构的实施例的模型；
图10图示了较低复杂度的离散时间非线性补偿器的一个实施例；
图11图示了根据本公开的数字补偿器的一个实施例；
图12图示了图11的数字补偿器的实施例的一种实施方式；
图13图示了根据本公开的数字补偿器的一个实施例；
图14图示了根据本公开的能够与交织型模拟接收器一起使用的数字补偿器的另一个实施例；
图15图示了根据本公开的能够与交织型模拟接收器一起使用的数字补偿器的一种实施方式；
图16图示了根据本公开的能够与交织型模拟接收器一起使用的数字补偿器的另一种实施方式；以及
图17图示了用于实现在不同的外部参数下保持一致的数字补偿的数字补偿器200的一个实施例。
具体实施方式
本技术的各方面和各实施例涉及包括数字补偿器结构的非线性系统、数字补偿方法和设计用于模拟接收器的数字补偿器结构的方法。特别地，与模拟接收器的输出接合的数字补偿器包括至少一个固定的离散时间(DT)线性时不变(LTI)滤波器，该滤波器是基于模拟接收器的已知非线性方面而被配置的，并且跟随在该滤波器之后的是用于提供经过补偿后的输出信号的至少一个较低复杂度的离散时间非线性补偿器。具体地，该离散时间(DT)线性时不变(LTI)滤波器能够是提供多个输出信号z[n]的单输入多输出(SIMO)滤波器，并且该较低复杂度的离散时间补偿器能够是接收上述多个输出信号z[n]并且提供单个补偿后的输出信号u[n]的多输入单输出(MISO)非线性补偿器。该数字补偿器被配置成能够实质上降低来自模拟接收器的采样数字输出信号中的一个或多个非线性失真分量，以提供能够达到用于模拟接收器和数字补偿器的组合的接收器线性度要求的输出信号。
需要理解的是，本文中所讨论的方法和装置的实施例在本申请中不限于在下面的说明中所阐述的或在附图中所图示的部件的结构和布置的细节。所述方法和装置能够在其他实施例中被实施且能够以不同的方式被实践或实施。在本文中，仅出于说明的目的提供了具体实施方式的示例，并且这些具体实施方式的示例不旨在限制。而且，本文中所使用的措辞和术语是为了说明的目的并且不应被认为是限制性的。本文中“包括”、“包含”、“具有”、“含有”、“涉及”以及它们的变化体的使用意味着包括在上述这些术语后所列的项目及其等同物以及附加项目。对“或”的引用可以被理解为是包含的，以便使用“或”说明的任何术语可以指示所说明的术语中的单个、多于一个和全部中的任何一者。对前后、左右、上下以及垂直和水平的任何引用旨在为了方便说明，而不是旨在将本系统和方法或它们的部件限制在任何一个位置或空间取向上。
如本领域技术人员能够理解的，本实用新型的方面可以体现为系统、方法或计算机程序产品。因此，本实用新型的方面可以采用完全硬件实施例、完全软件实施例(包括固件、常驻软件、微码，等等)或软件和硬件方面组合的实施例的形式，通常，本实用新型的这些方面可以在本文中全部被称为“电路”、“模块”或“系统”。此外，本实用新型的方面可以采用体现在一个或多个非暂时性计算机可读介质中的计算机程序产品的形式，该一个或多个非暂时性计算机可读介质具有体现在本身上的计算机可读存储程序代码。
可以利用一个或多个计算机可读介质的任何组合。计算机可读存储介质例如可以是但并不限于电子、磁性、光学、电磁、红外或半导体的系统、装置或设备、或者前述的任何适当组合。计算机可读存储介质的更具体示例(非详尽列表)将包括下列内容：便携式计算机软盘、硬盘、随机存取存储器(RAM：random access memory)、只读存储器(ROM： read-only memory)、可擦除可编程只读存储器(EPROM(erasable programmable read-only memory)或闪速存储器)、便携式光盘只读存储器(CD-ROM：compact disc read-only memory)、光存储器件、磁存储器件或前述的任何适当组合。在本文档的上下文中，计算机可读存储介质可以是能够储存通过指令执行系统、装置或设备使用或与指令执行系统、装置或设备结合使用的程序的任何有形介质或媒介。
计算机可读存储介质上所包含的程序代码可以使用任何适当的介质而被发送，所述任何适当的介质包括但不限于无线、有线、光纤电缆、 RF(射频)等、或者前述的任何适当组合。
用于执行本实用新型的方面的操作的计算机程序代码可以以下列一种或多种编程语言的任何组合而被编写：所述编程语言包括诸如Java、 Smalltalk或C++等面向对象的编程语言以及诸如“C”编程语言或类似编程语言等常规的程序化编程语言。程序代码可以完全在用户的计算机上执行、部分地在用户的计算机上执行、作为独立的软件包部分地在用户的计算机上执行并且部分地在远程计算机上执行或完全在远程计算机或服务器上执行。在后者的情况下，远程计算机可以通过包括局域网 (LAN：local area network)或广域网(WAN：wide area network)的任何类型的网络而被连接至用户的计算机，或者远程计算机可以被连接至外部计算机(例如，通过使用互联网服务提供商的互联网)。
下面将参照根据本实用新型各实施例的方法、装置(系统)和计算机程序产品的流程图图解和/或框图来说明本实用新型的各方面。需要理解的是，流程图图解和/或框图中的各个块以及流程图图解和/或框图中的块的组合可以通过计算机程序指令而被实施。这些计算机程序指令可以被提供给通用计算机、专用计算机或其他可编程数据处理装置的处理器以生产机器，这使得经由所述的计算机或其他可编程数据处理装置的处理器执行的指令能够创建用于实施流程图和/或框图的一个或多个块中所指定的功能/动作的手段。
这些计算机程序指令还可以被存储在能够引导计算机、其他可编程数据处理器装置或其他设备以特定方式工作的计算机可读介质中，这使得存储在所述计算机可读介质中的指令产生这样的制造品：该制造品包括实施流程图和/或框图的一个或多个块中所指定的功能/动作的指令。
所述计算机程序指令还可以被加载到计算机、其他可编程数据处理装置或其他设备上以使一系列的操作步骤在计算机、其他可编程数据处理装置或其他设备上被执行，以便产生计算机能够实施的处理，这使得在计算机或其他可编程装置上执行的指令能够提供用于实施流程图和/ 或框图的一个或多个块中所指定的功能/动作的处理。
附图中的流程图和框图图示出了根据本实用新型各种实施例的系统、方法和计算机程序产品的可能实施方式的架构、功能和操作。在这方面，流程图或框图中的各个块可以表示代码的包括用于实施所指定的逻辑功能的一个或多个可执行指令的模块、分段或部分。还应当注意的是，在一些替代的实施方式中，块中所指出的功能可以不以附图中所指出的顺序发生。例如，事实上可以大体同时地执行连续示出的两个块，或有时可以根据所涉及的功能而以相反的顺序执行块。还需要注意的是，框图和/或流程图图解中的各个块以及框图和/或流程图图解中的块的组合能够通过执行指定功能或动作的基于专用硬件的系统或专用硬件和计算机指令的组合而被实施。
本文中所说明的数字补偿方法和装置的实施例提供了复杂度降低并且例如线性得到改善的性能提高的集成部件，并且在一些实施例中，提供了整体复杂度/面积和/或功率消耗最小化的集成部件。非线性系统的一个实施例包括模拟接收器，跟随在模拟接收器之后的是数字补偿器。在另一个实施例中，非线性系统包括任何非线性部件，跟随在非线性部件之后的是数字补偿器。在另一个实施例中，非线性系统包括多组电路，其中各组包括至少一个非线性电路，而且跟随在非线性电路之后的是数字补偿器。这样的非线性系统通常包括模拟连续时间非线性失真和最终的模数转换，尽管这些非线性系统不限于这样。在一个示例中，将非线性系统转换成数字域，执行数字补偿，并且将所得到的补偿后的数字输出转换回模拟域。
在常规模拟系统中，在保持高SFDR、低的总系统功率和不占用大的面积的同时，努力使非线性(nonlinearities)均衡。数字补偿器本身消耗功率和面积，但是数字补偿器能够与非线性模拟系统结合使用，以便减少该模拟系统的总功率和面积。模拟系统和数字补偿器能够被集成到单片半导体中，但是本文中所说明的概念也适用于具有单独部件的系统或使用多芯片模块的混合系统。
非线性特性是相对于系统或电路的输入与输出之间的线性关系的偏差。弱非线性响应被证明是具有谐波和互调项以及引人关注的基音 (fundamental tone)的输出。如果非线性变强，则基音的增益将减小，并且更多的能量将转移到谐波和互调项。尽管使用数字补偿器可以降低许多非线性效应，但是电路的记忆效应使得补偿更加困难。记忆效应使该电路的非线性行为基于状态电路而发生改变。例如，滞后、延迟和滤波效果会导致电路的非线性行为随着时间而变化。导致记忆效应的其他问题是器件(例如，晶体管)发热和俘获效应。
图3是图示了根据本公开实施例的用于设计包括数字补偿器系统的非线性系统的一个过程的流程图。识别模拟接收器中的非线性分量和源 (块422)，并且基于非线性的识别，设计数字补偿架构以便减小或消除模拟接收器电路的输出中的非线性失真分量(块424)。在至少一个实施例中，非线性系统包括一个或多个模数转换器(ADC)，该模数转换器被接合至模拟接收器前端的输出，并且跟随在该模数转换器之后的是数字补偿器(例如，数字均衡器，等等)，该数字补偿器被配置成数字地抑制来自模拟接收器的ADC的输出信号内的非线性失真分量中的一个或多个非线性失真分量。根据一些实施例的各方面，此时可以执行用于估计所得到的数字补偿器的功率消耗的任选动作(块420)。接下来可以将数字补偿架构应用到模拟接收器系统(块426)。然后，可以模拟(仿真) 补偿后的模拟接收器(非线性系统)的线性性能(块428)。
如果修改后的系统不能达到指定的系统线性度要求(块430N)，则方法400可以重复数字设计过程以对数字补偿架构进行修改。即，可以对数字补偿架构进行调整(块424)。可以重复该过程，直到达到系统线性度要求或满足某些其他条件(例如，已经发生最大数量的设计迭代，等等)。随后的动作是该实施例的任选方面，或可替代地，该过程能够结束。当数字修改后的系统达到指定的系统线性度要求时(块430Y)，作为选项，接下来可以判定是否已经满足了接收器系统的特定功率条件(块 432)。需要理解的是，功率条件可以包括为了实现数字补偿电路本身或整体的模拟接收器设计的功率消耗降低而选择的任何条件。如果不满足功率条件(块432N)，则可以对数字补偿器电路进行修改，以努力在保持期望的线性水平的同时实现非线性系统设计的功率消耗的进一步降低 (块424)。因此，根据如本文所公开的设计方法的至少一个实施例，在设计了初始模拟接收器之后，识别模拟接收器的输出信号内的非线性失真分量(块422)。然后可以设计数字补偿器以便减少非线性分量(块424)，并且任选地估计数字补偿器的功率消耗(块420)。在这样的实施方式中，复杂度(功率消耗和面积消耗)将主要取决于为了执行数字补偿而被应用的信号处理的复杂度(例如，在代表具有多项式-沃尔泰拉级数(Volterra series)的非线性动态系统的补偿器中，复杂度将取决于所使用的多项式的阶次、所使用的延迟的数量和所使用的处理元件的数量(各处理元件可以包括延迟块和乘法器))。在一种方法中，可以基于这些变量来生成方程式，以估计功率消耗。如本领域技术人员能够理解的，用于估计数字补偿电路的功率消耗的具体技术通常取决于所使用的数字补偿架构。
根据该实施例的各方面，功率条件能够是为了实现在消耗较少的功率的同时还满足系统的所有设计要求的整体接收器设计而选择的条件。需要理解的是，在一些实施方式中，降低数字补偿电路的功率消耗可能是主要关注的问题。然而，在其他实施例中，可以考虑整个接收器的功率消耗(即，模拟和数字两个部分)。
图4是图示了根据本公开的用于设计包括数字补偿器系统的非线性系统的过程100的一个实施例的进一步细节的流程图。将DUT/模拟接收器(块102)初始特征化，并且基于模拟接收器中的非线性(non-linearities) 的识别，来设计用于减少或消除模拟接收器电路的输出中的非线性失真分量的数字补偿器(块104)。在至少一个实施例中，非线性系统包括一个或多个模数转换器(ADC)，该模数转换器被接合至模拟接收器前端的输出，并且跟随在该模数转换器之后的是数字补偿器(例如，数字均衡器，等等)。该数字补偿器被配置成数字地抑制来自模拟接收器的ADC 的输出信号内的非线性失真分量中的一个或多个非线性失真分量。然后，可以验证数字补偿架构(块106)。
DUT/模拟接收器的针对模拟接收器中的非线性而做的初始特征化 (块102)包括：针对各参数化条件应用多个音调，以使各参数化条件被特征化为通向DUT/模拟接收器的输入(块108)；收集DUT/模拟接收器的针对用于各个参数化条件的多个音调的输出响应(块110)；以及识别 DUT/模拟接收器的针对用于各个参数化条件的多个音调的谐波和互调失真的非线性签名(non-linear signature)(块112)。
根据该实施例的各方面，应用多个音调(块108)能够包括应用在例如从200到2000个音调的范围内的任何数量的音调。需要理解的是，能够使用任何数量的音调。
根据该实施例的各方面，DUT/模拟接收器能够针对多个参数化条件而被特征化，这里例如通过示例的方式给出以下的三个参数化条件的范围：以10℃的步长改变温度；以100-200 MSPS的步长改变采样速率；和以5％-10％的步长改变供应电压Vdd。需要理解的是，DUT/模拟接收器能够针对任何数量的参数化条件而以任何数量的步长被特征化。
根据该实施例的各方面，收集DUT/模拟接收器的针对用于各个参数化条件的多个音调的输出响应(块110)能够包括长度为214至217的时域样本的输出记录。使用这样长度的样本的优势包括能够确保DUT/模拟接收器的输出响应的本底噪声比DUT/模拟接收器的目标无杂散动态范围(SFDR)低至少10dB。需要理解的是，时域样本的输出记录能够是任何长度。
用于减少或消除模拟接收器的输出中的非线性失真分量的数字补偿器的设计(块104)包括：建立数字补偿器的分析模型(块114)；设计具有构建块/部件的数字补偿器结构(块116)，例如滤波器、命令、延迟等；以及计算适合于构建块/部件的系数(块118)。根据该实施例的各方面，数字补偿器的设计是基于从识别DUT/模拟接收器的针用于各个参数化条件的多个音调的谐波和互调失真的非线性签名(块112)而收集的数据的。
能够通过在各种条件下将数字补偿架构应用到DUT/模拟接收器系统的输出而验证数字补偿器的设计(块172)来验证该数字补偿架构(块 106)。根据该实施例的各方面，能够在针对各种参数化条件的诸如 200–2000个数据集的数据集范围内进行通过将数字补偿器应用到模拟接收器系统的输出来验证数字补偿架构(块106)。需要理解的是，能够针对各种参数化条件的任何数量的数据集来验证数字补偿器。
在非线性系统设计的一些实施方式中，数字均衡器可以被用作数字补偿器的一部分，以减少模拟接收器的输出信号中的非线性失真分量。在具有记忆效应的非线性系统(例如，模拟接收器，等等)中，可以用来对非线性运算进行建模的一般非线性有限脉冲响应(FIR)模型是沃尔泰拉级数。该模型将线性FIR滤波器推广到输入的多项式组合。尽管这种表达捕获了一般的非线性行为，但是这种表达的复杂度在记忆深度 (M)中是组合的。数字补偿器能够捕获谐波和互调项。例如，能够使用沃尔泰拉核(Volterra kernel)。然而，沃尔泰拉核是一个组合的高度综合非线性模型，因此它不太适合实时的实施方式。根据本公开的数字补偿器的各种实施例的各方面，数字补偿器可以降低对应的记忆效应。记忆效应的降低是期望的，因为数字补偿器的复杂度和功率消耗会随着记忆效应增加而快速增长。根据数字补偿器的设计的一个实施例的各方面，如将在本文中所公开的，数字补偿器能够被设计成利用两阶段的实施方式来降低记忆效应。
在使用本文所说明的设计技术之后，设计者可以开始获得有关不同的模拟接收器架构和非线性如何产生某些数字补偿器结构、和/或有关各个接收器部件架构或设计的知识，以实现期望的性能。在这样的情况下，可以产生更简单的设计过程和更简单的数字补偿器结构，以达到系统要求。
图5是能够根据本公开的方面提供的非线性系统280的一个实施例的广义版本，非线性系统280包括模拟接收器150，模拟接收器150能够包括模拟前端和ADC，跟随在ADC之后的是数字补偿器200。在图5 中，x(t)是输入到被测器件(DUT)150的连续时间信号。DUT 150能够是任何模拟器件，并且根据该实施例的各方面，DUT 150能够包括这样的模拟接收器：该模拟接收器例如包括阻抗匹配网络、放大器、滤波器等中的任选者并且还包括模数转换器(ADC)。在DUT/模拟接收器150 的输出处的信号y[n]是来自DUT/模拟接收器的采样(数字)输出信号。典型的模拟接收器输出“纯音(pure tone)”，“纯音”是输入信号x(t)的基频音和输入信号x(t)的谐波音。如果没有谐波或互调失真，则y[n]将只是基本的y0。如图5所示，信号u[n]是提供给数字补偿器的信号y[n]的在离散时间内通过数字补偿器200提供的补偿后输出信号。信号y0是利用仅在输入x(t)上施加的基音而获得的来自DUT/模拟接收器150的输出信号的纯音，同样，信号u0是利用仅在输入x(t)上施加的基音而获得的来自数字补偿器200的输出信号的纯音。
如将在本文中所讨论的，数字补偿器200的目标是在消除任何失真之后将模拟接收器的输出恢复到尽可能接近y0。理想地，信号u[n]应该具有比y[n]小得多的失真内容(一旦确定了数字补偿器)。数字补偿器200 的一个目的是确保模拟接收器输出的谐波内容在数字补偿器200之后显著变小。理想地，应该在诸如操作采样速率、温度、供应电压、奈奎斯特范围(第一或第二)、输入网络的类型、过程变量指标等所有引人关注的操作参数μ下达到这个目的。因此，u-u0应该比y-y0小得多。
参照图6，图示了图5中的包括模拟接收器前端282和ADC 284的 DUT/模拟接收器150的模型。关于数字补偿的目的，期望将DUT/模拟接收器建模为具有小的离散时间失真(Δ)元件154的理想采样器(S) 152。来自S 152的输出信号v[n]＝x(n/fs)表示作为输入提供给采样器的模拟信号x(t)的理想/未失真的离散时间表达。来自DUT/模拟接收器150的输出是y[n]＝S(x(n))-Δ(S(x(n)))。
图7是用于补偿图5中的非线性系统的DUT/模拟接收器部件150的数字补偿器结构200的一个实施例的模型。数字补偿器200接收从DUT/ 模拟接收器部件150输出的离散时间输入y[n]＝S(x(n))-Δ(S(x(n)))、复制通过模拟采样接收器引入的小失真154(Δ)以产生复制的失真分量155 (Δ)、并且将复制的失真分量155(Δ)加到包括通过模拟采样接收器引入的小失真154(Δ)的信号y[n]＝S(x(n))-Δ(S(x(n)))中以从信号y[n]中减去小失真分量154(Δ)，以便提供输出信号u[n]＝y[n]。利用这种布置，数字补偿器200从输出信号u[n]中消除了小失真154(Δ)因子并产生与Δ2大致成比例的误差分量，对于Δ<1的值，该误差分量是比Δ小得多的值。如果失真分量Δ大，则复制失真分量155(Δ)能够表示为两个补偿器(1-Δ1和1-Δ2)等的级联。特别地，对于较大的Δ(delta)值(例如，对于采样信号的第二奈奎斯特范围)，数字补偿器可以包括两个或更多个级联级。因此，数字补偿器200的这个实施例的一个优势在于，由于缺少对ADC/接收器链的模拟信号输入的访问(输入x(t)不能直接被供给到补偿器中)，所以适合于补偿ADC或包括ADC的一般接收器链。数字补偿器的这个实施例的另一个优势在于，其对于具有引入小失真分量154 (Δ)的ADC的非线性器件工作良好。
然而，在不了解模拟接收器中的非线性来源的情况下产生补偿器Δ的数字表达会导致基于拓扑的非常复杂且低效的补偿器结构，拓扑不能很好地表示模拟接收器内的固有动态系统交互作用。
参照图8，图示了在图5中的包括模拟接收器前端和ADC的DUT/ 模拟接收器150中发生的动态分析的更具代表性的模型。模拟接收器可以被简单地建模为连续时间非线性动态系统156、理想采样器(S)152 和离散时间非线性动态系统158的级联。数字补偿器200在这样的系统中的作用是补偿在采样器之前而在信号x(t)中发生的连续时间非线性动态分析(例如，在输入终端网络、前置放大器或ADC的采样保持电路中) 和在采样器之后而发生的离散时间非线性动态分析(例如，由于比较器失调、增益、相位失配，等等)这两者。然而，考虑到补偿器200完全驻留在离散时域中，应当合并模拟接收器前端和采样保持电路的连续时间非线性和ADC的离散时间非线性的效果。离散补偿器Δ应当有效地表示这种连续时间和离散时间的非线性交互作用。
图9图示了用于补偿图8中的非线性系统的DUT/模拟接收器部件 150的数字补偿器结构200的一个实施例的模型。如上所述，离散时间非线性补偿器结构通常直接映射到多项式沃尔泰拉表达上，并且由具有延迟的二阶、三阶或n阶多项式组成以便解决系统中的记忆。然而，捕获连续时间–离散时间非线性动态分析的基于沃尔泰拉核的补偿器最终变得过于复杂(具有长的记忆)，并且该复杂度的b/c非常难以识别且对DUT 条件的变化非常敏感。根据本公开的数字补偿器200的各种实施例的各方面，能够使用其他形式的离散时间非线性补偿器结构，如维纳 (Wiener)、哈默斯坦(Hammerstein)、维纳-哈默斯坦，等等，从而潜在地降低了一般多项式沃尔泰拉表达的复杂度和灵敏度，只要关于非线性系统的一些先验信息是已知的。图9所示的补偿器结构200的实施例非常适合于这样的情形。
特别地，申请人已经确定了模拟接收器的某些性能，在至少一个实施例中，模拟接收器的这些性能使维纳补偿器表达的特殊版本特别适用于如图9所示的数字补偿器结构200。根据一个实施例，数字补偿器结构 200包括固定的线性时不变(LTI)单输入多输出(SIMO)重构滤波器 160，跟随在重构滤波器160之后的是能够经常被实施为无记忆非线性的较低复杂度的多输入单输出(MISO)非线性补偿器162，无记忆非线性例如能够是简化的沃尔泰拉多项式或非线性映射。特别地，申请人已经意识到，如图8所示的采样过程(S)本身将连续时间(CT：continuous-time) 非线性156和DT非线性158组合到具有长记忆的DT非线性系统中，但是跟随在具有固定性能的LTI(重构)滤波器160的特殊两级结构之后的是可编程无记忆非线性补偿器162。在数字补偿器中，忽略这种特殊结构并且尝试直接映射到沃尔泰拉表达会导致禁止大量的项(长记忆和相对大的阶)，并且还会导致非常敏感且通常差的拟合结果(即，沃尔泰拉系数对系统性能μ的依赖性)。根据数字补偿器200的这个实施例的各方面，通过将已知的长记忆方面卸载到特殊的固定线性时不变(LTI)滤波器 160，可以大大地降低非线性补偿器162的复杂度。根据如将要在本文中公开的各种实施例，固定线性时不变(LTI)滤波器160例如能够包括IIR 滤波器、延迟线(延迟线)和FIR滤波器中的任一者和任意组合。各个无记忆非线性(NL)补偿器162例如能够由具有不同系数(或不同多项式)的正弦波的LUT(查找表)组成。
这种布置还显著提高了补偿器系数相对于诸如操作采样速率、温度、供应电压、奈奎斯特范围(第一或第二)、输入网络的类型、过程变量指标等系统性能μ的稳定性。特别地，较低复杂度的DT非线性补偿器162 能够设置有针对不同的奈奎斯特范围而不同的固定系数。此外，较低复杂度的DT非线性补偿器能够设置有取决于例如部件、操作电压、温度、采样速率等的可编程系数。因此，数字补偿器200的这个实施例的一个优势在于，例如，与直接映射到没有重构滤波器部件160的单个补偿器结构(例如，对多项式沃尔泰拉表达的直接映射)相比，DT NL补偿器的复杂度显著降低。
现在参照图10，图示了具有专用维纳结构的较低复杂度的DT非线性补偿器162的一个实施例，该非线性补偿器162具有与相应的多个无记忆NL滤波器166-1至166-N串联的多个特殊的LTI滤波器164-1至 164-N。各个固定的DT LTI滤波器164-1至164-N例如能够是具有可编程非线性的全通型滤波器以解决变化的阶次或谐波。在该实施例的一些实施方式中，例如，具有可编程非线性的全通型LTI滤波器164-1至164-N 能够表示用于处理高阶谐波的有效补偿器实现，并且为了对这样的高阶谐波进行优化，跟随在具有可编程非线性的全通型LTI滤波器164-1至 164-N之后的是相应的无记忆NL滤波器166-1至166-N。较低复杂度的 DT非线性补偿器162的这个实施例能够提供由模拟接收器150提供的经滤波后的采样输出的乘积的加权和168以及它们的非线性版本(例如，通过无记忆NL映射而获得的二次幂(second order power)、三次幂)。根据该实施例的各方面，各个无记忆NL滤波器166-1至166-N能够被表示为具有不同系数(或不同多项式)的正弦波的和。需要理解的是，在较低复杂度的DT非线性补偿器162的其他实施例中，为了任何阶次的谐波和互调失真项的有效补偿，能够使用随后为特定的无记忆非线性滤波器166的专用LTI滤波器结构164的其他组合。需要理解的是，专用LTI 结构的选择和无记忆非线性的形状将在很大程度上取决于所考虑的模拟接收器的类型。
图11图示了根据本公开的数字补偿器200的一个实施例。在该实施例中，固定LTI系统120是利用延迟线121和重构滤波器122的组合而实现的，跟随在该组合之后的是用于产生来自固定LTI系统120的z[n] 输出的组合的部分填充加法矩阵124。来自部分填充加法矩阵124的N 个输出被提供给一组无记忆非线性126-1至126-N。根据如将要在本文中公开的数字补偿器200的各种实施例，固定线性时不变(LTI)系统120 例如能够包括IIR滤波器、延迟线和FIR滤波器的任何组合。此外，各个无记忆非线性(NL)补偿器126-1至126-N例如能够是具有不同系统 (或不同多项式)的正弦波的和。与其他实施例一样，数字补偿器200 的这个实施例能够提供通过一组无记忆非线性而被组合和映射的经过滤波和延时后的模拟接收器输出样本的和128，以表示采样谐波和互调失真项。需要理解的是，随后为特定的无记忆非线性滤波器126-1至126-N 的专用LTI滤波器系统120的这个实施例能够用来有效补偿任何阶次的谐波和互调失真项。还需要理解的是，专用LTI结构的实施方式和无记忆非线性的形状将在很大程度上取决于所考虑的模拟接收器的类型。
图12图示了图11的数字补偿器200的实施例的一种实施方式。特别地，重构滤波器122被实现为单抽头IIR滤波器130和31抽头FIR滤波器132的级联，跟随在该级联之后的是具有多个输出的延迟线134，并且信号y[n]通过另一个延迟线121而旁通以便产生在加法矩阵124中适当组合起来以便提供适当的信号基础组合的多个经过延迟和滤波后的信号。该适当的信号基础组合被提供给通过直接查找表或大小优化的查找表的实施方式(例如，内插查找表或分段线性查找表)而实现的一些可编程无记忆非线性126-1至126-N。
图13图示了根据本公开的数字补偿器200的另一个实施例。在该实施例中，固定LTI系统120是利用DT无限脉冲响应(IIR)滤波器136、延迟线121和重构滤波器122的组合而实现的，跟随在该组合之后的是产生来自固定LTI系统120的z[n]输出的组合的部分填充加法矩阵124。在该实施例中，滤波信号的集合是通过添加IIR滤波器136而被扩展的，以直接将某些谐波共振作为目标。来自部分填充加法矩阵124的N个输出被提供给一组无记忆非线性126-1至126-N。根据该实施例的各方面，固定LTI系统120的拓扑和系数对于各种类型的模拟接收器是固定的，然而无记忆非线性126-1至26-N可以基于接收器参数向量μ而编程。根据该实施例的各方面，固定线性时不变(LTI)系统120例如能够包括IIR 滤波器、延迟线和FIR滤波器的任何组合。此外，各个无记忆非线性(NL) 补偿器126-1至126-N例如能够是具有不同系数(或不同多项式)的正弦波的和。与其他实施例一样，数字补偿器200的这个实施例能够提供通过无记忆非线性而被组合和映射的经过延时和滤波后的模拟接收器样本的乘积的和128从而表达采样谐波和互调失真项，并且能够将由模拟接收器150输出的某些谐波共振作为目标。需要理解的是，随后为特定的无记忆非线性滤波器126-1至126-N的专用LTI滤波器系统120的这个实施例能够用来有效补偿谐波和互调失真项并且能够将任何阶次的某些谐波共振作为目标。还需要理解的是，专用LTI结构的实施方式和无记忆非线性的形状将在很大程度上取决于所考虑的模拟接收器的类型。
增大ADC的采样速率的一种方法是使多个ADC并行地运行。ADC 的这样的布置被称为交织型(或时间交织型)ADC。M路交织型ADC 具有Mx单通道ADC的采样速率的总采样速率。然而，如果M路交织型ADC在M个ADC之间的精确采样时间、电压增益和失调水平的方面不能完全匹配，则所得到的ADC输出具有在fs/2、fs/4、…、fs/8处显示为不期望音调的线性杂散，其中fs是采样速率。除了这些线性杂散以外，线性杂散与谐波失真音调的非线性混合会导致额外的非线性杂散。在没有适当校正这些线性和非线性杂散的情况下，ADC的SFDR会严重下降。在高采样速率(例如，高达数百MHz-GHz)下，在模拟域中匹配这些线性和非线性杂散是不实际的，在模拟域中，定时匹配的精度对于不小于 12位分辨率的ADC大约是10-15秒范围。一些数字校正能够解决线性杂散，但是不能解决非线性杂散和线性杂散的混合。
图14图示了根据本公开的能够与交织型模拟接收器一起使用的数字补偿器200的另一个实施例。数字补偿器200的这个实施例将先前的数字补偿器实施例扩展到包括M路交织型ADC的交织型模拟接收器150 的情况。根据该实施例，交织型模拟接收器150的输出处设置有共用的固定LTI系统144。固定LTI系统144是在交织型模拟接收器150的输出处提供的M个输出信号y[n]之间的共用系统。根据该实施例的各方面，所述共用的固定LTI系统144降低了数字补偿器200的实施复杂度。共用的固定LTI系统144向一组M个可编程无记忆非线性142-1至144-M 提供M个输出信号z[n]。根据该实施例的各方面，固定线性时不变(LTI) 系统144例如能够包括IIR滤波器、延迟线和FIR滤波器的任何组合。各个无记忆非线性142-1至144-M包括N个无记忆非线性(NL)补偿器 126-1至126-N，无记忆非线性(NL)补偿器126-1至126-N例如能够是具有不同系数(或不同多项式)的正弦波的和。在各个无记忆非线性142 的输出处提供的各信号通过乘法器146而与sin函数相乘并且通过乘法器 148而与cos函数相乘，然后在所述乘法器的输出处通过加法器202而相加，以提供各个交织信号的移位。各个移位的交织信号通过加法器128 而相加以提供输出信号u[n]。与已经在本文中公开的其他实施例一样，数字补偿器200的这个实施例能够提供通过无记忆非线性而被组合和映射的经过滤波和延时后的模拟接收器样本的乘积的来自加法器128的和，以表示通过M路交织型模拟接收器150输出的采样谐波和互调失真项。需要理解的是，用于交织型接收器的数字补偿器200的这个实施例能够用来有效补偿任何阶次的谐波和互调失真项。还需要理解的是，专用LTI 结构144的实施方式和无记忆非线性146的形状将在很大程度上取决于所考虑的交织型模拟接收器的类型。已经表明，数字补偿器200结构的这个实施例有效地解决了线性和非线性杂散这两者，并且SFDR的改善至少是10-20dB。
图15图示了用于包括M路交织型ADC的交织型模拟接收器150的情况的数字补偿器200的实施例的一种实施方式。根据该实施例，交织型模拟接收器150的输出处设置有固定LTI系统144。在该实施例中，固定LTI系统144是利用延迟线204和重构滤波器206的组合而实现的，跟随在该组合之后的是用于产生来自固定LTI系统144的z[n]输出的L 个组合的部分填充加法矩阵208。来自部分填充加法矩阵208的L个输出被提供给一组无记忆非线性142-1至142-M。各个无记忆非线性142-1 至144-M包括N个无记忆非线性(NL)补偿器126-1至126-N，无记忆非线性(NL)补偿器126-1至126-N例如能够是具有不同系数(或不同多项式)的正弦波的和。在各个无记忆非线性142的输出处提供的各信号通过乘法器146而与sin函数相乘并且通过乘法器148而与cos函数相乘，然后在所述乘法器的输出处通过加法器202而相加，以提供各个交织信号的移位。各个移位的交织信号通过加法器128而相加以提供输出信号u[n]。与已经在本文中公开的其他实施例一样，数字补偿器200的这个实施例能够提供通过无记忆非线性而被组合和映射的经过滤波和延时后的模拟接收器样本的乘积的来自加法器128的和，以表示通过M路交织型模拟接收器150输出的采样谐波和互调失真项。需要理解的是，用于交织型接收器的数字补偿器200的这个实施例能够用来有效补偿任何阶次的谐波和互调失真项。还需要理解的是，专用LTI结构144的实施方式和无记忆非线性146的形状将在很大程度上取决于所考虑的交织型模拟接收器的类型。
图16图示了用于包括M路交织型ADC的交织型模拟接收器150的数字补偿器的实施例的一种简化实施方式。根据该实施例，交织型模拟接收器150的输出处设置有固定LTI系统144。在该实施例中，固定LTI 系统144是利用延迟线204和重构滤波器206的组合而实现的，跟随在该组合之后的是用于产生来自固定LTI系统144的z[n]输出的L个组合的部分填充加法矩阵208。来自部分填充加法矩阵208的L个输出被提供给一组无记忆非线性142-1至142-M。各个无记忆非线性142-1至 144-M包括N个无记忆非线性(NL)补偿器126-1至126-N，无记忆非线性(NL)补偿器126-1至126-N例如能够是具有不同系数(或不同多项式)的正弦波的和。在各个无记忆非线性142-1至142-M的输出处提供的各信号通过加法器209而相加，以提供输出信号u[n]。与已经在本文中公开的其他实施例一样，数字补偿器200的这个实施例能够提供通过无记忆非线性而被组合和映射的经过滤波和延时后的模拟接收器样本的乘积的来自加法器128的和，以表示通过M路交织型模拟接收器150 输出的谐波和互调失真项。需要理解的是，用于交织型接收器的数字补偿器200的这个实施例能够用来有效补偿任何阶次的谐波和互调失真项。还需要理解的是，专用LTI结构144的实施方式和无记忆非线性146的形状将在很大程度上取决于所考虑的交织型模拟接收器的类型。
如已经本文中所讨论的，根据本公开的数字补偿器200的各种实施例的各方面，本文中所公开的数字补偿器能够降低对应的记忆效应。记忆效应的降低是期望的，因为数字补偿器的复杂度和功率消耗会随着记忆效应增加而快速增长。在数字补偿器中，忽略记忆效应并且尝试直接映射到沃尔泰拉表达会导致禁止大量的项(长记忆和相对大的阶)，并且还会导致非常敏感且通常差的拟合结果(即，沃尔泰拉系数对系统性能μ的依赖性)。根据本文中所公开的数字补偿器200的各种实施例，通过将已知的记忆效应卸载到特殊的固定线性时不变(LTI)滤波器160，能够大大地降低非线性补偿器162的复杂度。这种布置还显著提高了补偿器系数相对于诸如操作采样速率、温度、供应电压、奈奎斯特范围(第一或第二)、输入网络的类型、过程变量指标等系统性能μ的稳定性。
确保数字补偿在不同的外部参数下保持一致也是很重要的。图17图示了用于实现这样的补偿的数字补偿器200的一个实施例。整体补偿器结构220具有主补偿器单元200，主补偿器单元200可以是已经在本文中公开的任何数字补偿器。主补偿器200中的非线性映射的系数受到诸如采样速率214、读出的温度216、读出的供应电压218和特定部件的签名 222等外部参数μ的影响。其他外部参数224可以包括奈奎斯特范围(第一或第二)、输入终端阻抗类型、来自老化传感器的输入、和过程变量等中的任一者。根据该实施例的各方面，取决于外部参数μ的值，主补偿器200的系数通过校准单元212而被重新计算。特别地，基于外部参数μ的输入值，所述校准单元确定主补偿器200的操作状态并且输出补偿器的更新后的系数。需要理解的是，作为主补偿器200的操作状态的函数的这些系数能够以诸如上述公开的过程等多种方法而被确定。此外，能够在初始校准的期间内找到DUT 150的签名，在工厂测试的期间内，利用已经在本文中讨论的几个激发频率音调128而进行初始校准。
如已经本文中所讨论的，根据本文中所公开的确定方法和各种数字补偿器的各种实施例的各方面，本文中所公开的数字补偿器能够是：以与模拟接收器组合的方式被设计和设置以具有广义拓扑；以与模拟接收器组合的方式被设计和设置成特定谐波的拓扑；例如为了可能降低组合的模拟接收器和数字补偿器的复杂度/面积/功率，以与模拟接收器组合的方式被设计和设置以将补偿定制到广义拓扑的子集，以便仅将特定谐波或谐波范围作为目标；以与模拟接收器组合的方式被设计和设置成特定奈奎斯特范围(例如，第一奈奎斯特区域或第二奈奎斯特区域)或特定奈奎斯特拓扑；以与模拟接收器组合的方式被设计和设置以将特定奈奎斯特可编程系数还提供给为奈奎斯特区域调整的无记忆非线性，以便补偿在不同的奈奎斯特区域中显现的不同ADC性能；以与交织型模拟接收器组合的方式被设计和设置；以及，以与模拟接收器组合的方式被设置以确保数字补偿在不同的外部参数下保持一致。需要理解的是，这些仅是本文中所公开的方法学和数字补偿器的各种实施例的一些应用。