多相滤波器和滤波器电路的制作方法

本发明涉及生成I/Q正交信号的多相滤波器和使用多相滤波器的滤波器电路。

背景技术：

以往，作为IRM(Image Rejection Mixer)或矢量合成型移相器中使用的I/Q正交信号生成器，公知有多相滤波器。多相滤波器由电阻和电容构成，具有在矢量合成型移相器的内部生成I/Q正交信号的功能，要求低插入损失、高振幅精度和相位精度。另外，一般而言，为了提高相位精度，采取使多相滤波器成为多级的方法，但是，存在插入损失劣化这样的问题。

这里，作为这种多相滤波器，提出了设定电阻值和电容值以校正所输出的振幅误差的振幅匹配型多相滤波器。进而，提出了通过组合振幅匹配型多相滤波器和多级多相滤波器来实现振幅匹配和相位匹配的多相滤波器(例如参照专利文献1)。

并且，为了提高相位精度而不使多相滤波器成为多级，提出了通过使用可变电容即变容二极管作为电容来实现高相位精度的多相滤波器(例如参照非专利文献1)。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本特开2001-45080号公报

非专利文献

非专利文献1：H.Kodama et al“A 1.3-degree I/Q Phase Error、7.1-8.7-GHz LO Generator with Single-Stage Digital Tuning Polyphase Filter”2010Symposium on VLSI Circuits/Technical Digest of Technical Papers pp.145-146

技术实现要素：

发明要解决的课题

但是，现有技术中存在以下这种课题。

即，在专利文献1中，组合可变电阻和固定电容来构成振幅匹配型多相滤波器，因此，通过调整可变电阻的电阻值，能够校正振幅误差，但是，存在无法校正相位误差这样的问题。并且，为了校正相位误差，在将振幅匹配型多相滤波器与多级多相滤波器组合的情况下，如上所述，存在插入损失劣化这样的问题。

并且，在非专利文献1中，组合固定电阻和变容二极管来构成多相滤波器，因此，通过调整变容二极管的电容值，能够校正相位误差，但是，变容二极管具有特别是在高频区域中Q值降低的特性。因此，在高频区域中，在变容二极管上等效地连接串联电阻，因此，存在可能在所输出的正交信号间产生振幅误差这样的问题。

并且，考虑组合专利文献1的多相滤波器和非专利文献1的多相滤波器，由此对振幅误差和相位误差进行校正，但是，多相滤波器成为2级结构，因此，如上所述，存在插入损失劣化这样的问题。

本发明是为了解决上述课题而完成的，其目的在于，得到能够利用1级结构实现低插入损失、并且实现振幅匹配和相位匹配的多相滤波器。

用于解决课题的手段

本发明的多相滤波器具有：第1固定电阻，其一端与第1输入端子连接，另一端与第1输出端子连接；第1可变电阻，其一端与第1输入端子连接，另一端与第2输出端子连接；第2固定电阻，其一端与第2输入端子连接，另一端与第3输出端子连接；第2可变电阻，其一端与第2输入端子连接，另一端与第4输出端子连接；第1可变电容，其一端与第2输入端子连接，另一端与第1输出端子连接；第2可变电容，其一端与第1输入端子连接，另一端与第2输出端子连接；第3可变电容，其一端与第1输入端子连接，另一端与第3输出端子连接；以及第4可变电容，其一端与第2输入端子连接，另一端与第4输出端子连接，第1可变电阻和第2可变电阻具有彼此相等的电阻值，该电阻值被设定为对第1输出端子至第4输出端子的输出中的正交的信号间的振幅误差进行校正的电阻值，第1可变电容、第2可变电容、第3可变电容和第4可变电容具有彼此相等的电容值，该电容值被设定为对第1输出端子至第4输出端子的输出中的正交的信号间的相位误差进行校正的电容值。

发明效果

根据本发明的多相滤波器，第1可变电阻和第2可变电阻具有彼此相等的电阻值，该电阻值被设定为对第1输出端子至第4输出端子的输出中的正交的信号间的振幅误差进行校正的电阻值，第1可变电容、第2可变电容、第3可变电容和第4可变电容具有彼此相等的电容值，该电容值被设定为对第1输出端子至第4输出端子的输出中的正交的信号间的相位误差进行校正的电容值。

因此，能够利用1级结构实现低插入损失，并且实现振幅匹配和相位匹配。

附图说明

图1是用于说明现有的多相滤波器的问题的电路图。

图2是用于说明现有的多相滤波器的问题的部分电路图。

图3是用于说明现有的多相滤波器的问题的曲线图。

图4是用于说明现有的多相滤波器的问题的电路图。

图5是示出使用本发明的实施方式1的多相滤波器的滤波器电路的电路图。

图6是用于说明使用本发明的实施方式1的多相滤波器的滤波器电路的效果的曲线图。

图7是用于说明使用本发明的实施方式1的多相滤波器的滤波器电路的效果的曲线图。

图8是示出使用本发明的实施方式2的多相滤波器的滤波器电路的电路图。

具体实施方式

下面，使用附图对本发明的多相滤波器和滤波器电路的优选实施方式进行说明，但是，在各图中，对相同或相当的部分标注相同标号进行说明。

首先，在实施方式的说明之前，参照图1～4对上述现有的多相滤波器中的问题进行详细说明。另外，图1～3涉及非专利文献1的多相滤波器，图4涉及专利文献1的多相滤波器。

图1是用于说明现有的多相滤波器的问题的电路图。在图1中，该多相滤波器由4个固定电阻R0和4个变容二极管C0构成。

并且，差动信号被输入到第1输入端子和第2输入端子，所输出的正交信号中的I差动信号从第1输出端子和第3输出端子输出，Q差动信号从第2输出端子和第4输出端子输出。这里，由于工艺或温度等的偏差，有时在所输出的正交信号中产生相位误差。

此时，通过调整变容二极管C0的电容值，能够校正相位误差。但是，变容二极管C0具有特别是在高频区域中Q值降低的特性，因此，在高频区域中，如图2所示，看起来如在变容二极管C0上等效地连接串联电阻r。因此，存在可能在所输出的正交信号间产生振幅误差这样的问题。

例如，在10GHz中变容二极管C0的Q值示出10这样较低的值的情况下，认为在变容二极管C0上等效地串联连接电阻r＝5Ω。这里，如图3所示，在10GHz中将相位误差设定为0deg的情况下，在r＝0Ω时，I/Q正交信号的振幅误差为0dB，与此相对，在设为r＝5Ω时，I/Q正交信号的振幅误差成为0.9dB。

这样，在图1所示的现有的1级结构的多相滤波器中，使电阻值固定，通过调整变容二极管C0的电容值对相位误差进行校正，但是，存在无法校正振幅误差这样的问题。

图4是用于说明现有的多相滤波器的问题的电路图。在图4中，该多相滤波器由2个可变电阻R0和2个可变电阻R’0以及4个固定电容C0构成。

这里，考虑如下情况：设振幅误差为ε，针对第2输入端子和第4输入端子的差动输入信号的振幅较大，为针对第1输入端子和第3输入端子的差动输入信号的振幅的(1+ε)倍，相位误差为90度。

此时，固定电容C0没有变化，使可变电阻R0的电阻值成为没有振幅误差的情况下的电阻值的(1+ε)分之一倍，使可变电阻R’0的电阻值成为没有振幅误差的情况下的电阻值的(1+ε)倍，由此能够校正振幅误差。

另外，在设IF信号的角频率为ω0的情况下，通过满足ω0C0R0＝1/(1+ε)和ω0C0R’0＝1+ε，这些控制成立，因此，如果不使电容C0或电阻R0中的某一方固定，则无法进行控制。

这样，在图4所示的现有的1级结构的多相滤波器中，使电容值固定，通过调整可变电阻的电阻值仅校正振幅误差，因此，存在无法校正相位误差这样的问题。

并且，考虑组合图1所示的现有的多相滤波器和图4所示的现有的多相滤波器，由此使振幅误差和相位误差成为0，实现振幅匹配和相位匹配，但是，多相滤波器成为2级结构，因此，存在无法实现低插入损失这样的问题。

因此，在以下的实施方式中，对能够利用1级结构实现低插入损失、并且实现振幅匹配和相位匹配的多相滤波器以及使用多相滤波器的滤波器电路进行说明。

实施方式1

图5是示出使用本发明的实施方式1的多相滤波器的滤波器电路的电路图。在图5中，该滤波器电路100具有多相滤波器11、振幅比较电路12、第1运算电路13、相位比较电路14和第2运算电路15。

多相滤波器11通过以下部分构成：由第1固定电阻和第2固定电阻构成的2个固定电阻R1；由第1可变电阻和第2可变电阻构成的2个可变电阻R2；以及由第1可变电容、第2可变电容、第3可变电容和第4可变电容构成的4个可变电容C1。

并且，第1固定电阻R1的一端与第1输入端子连接，另一端与第1输出端子连接，第1可变电阻R2的一端与第1输入端子连接，另一端与第2输出端子连接，第2固定电阻R1的一端与第2输入端子连接，另一端与第3输出端子连接，第2可变电阻R2的一端与第2输入端子连接，另一端与第4输出端子连接。

并且，第1可变电容C1的一端与第2输入端子连接，另一端与第1输出端子连接，第2可变电容C1的一端与第1输入端子连接，另一端与第2输出端子连接，第3可变电容C1的一端与第1输入端子连接，另一端与第3输出端子连接，第4可变电容C1的一端与第2输入端子连接，另一端与第4输出端子连接。

这里，在多相滤波器11中，第1可变电阻R2和第2可变电阻R2具有彼此相等的电阻值，该电阻值被设定为对第1输出端子至第4输出端子的输出中的正交的信号间的振幅误差进行校正的电阻值，第1可变电容C1、第2可变电容C1、第3可变电容C1和第4可变电容C1具有彼此相等的电容值，该电容值被设定为对第1输出端子至第4输出端子的输出中的正交的信号间的相位误差进行校正的电容值，构成振幅相位匹配型多相滤波器。

振幅比较电路12输入从第3输出端子和第4输出端子输出的正交信号，将表示比较结果的信号输出到第1运算电路13。第1运算电路13输入来自振幅比较电路12的信号，对第1可变电阻R2和第2可变电阻R2输出控制信号。

相位比较电路14输入从第1输出端子和第2输出端子输出的正交信号，将表示比较结果的信号输出到第2运算电路15。第2运算电路15输入来自相位比较电路14的信号，对第1可变电容C1、第2可变电容C1、第3可变电容C1和第4可变电容C1输出控制信号。

下面，对上述结构的滤波器电路100的动作进行说明。

振幅比较电路12根据从第3输出端子和第4输出端子输出的正交信号检测振幅误差ε。这里，振幅误差ε是由于输入信号的偏差、温度偏差、工艺偏差等要因而动态变动的值，在对输入端子输入理想差动信号的情况下，ε＝0。

第1运算电路13使用由振幅比较电路12检测到的振幅误差ε，对第1可变电阻R2和第2可变电阻R2进行最优化。此时，当假设为可变电容C1的Q值较低、等效地连接了串联电阻r时，在振幅误差ε与可变电阻R2之间，下式(1)的关系成立。

ε＝√[{(r/R1)²+(R2/r)²}/2]-1…(1)

在式(1)中，在振幅误差ε接近0的区域中，振幅误差ε相对于可变电阻R2示出单调增加特性。即，第1运算电路13反复控制可变电阻R2的值以使得振幅误差ε成为0，由此能够使值收敛。

相位比较电路14根据从第1输出端子和第2输出端子输出的正交信号检测相位误差θ。这里，由于输入信号的偏差、温度偏差、工艺偏差等要因，振幅误差θ是动态变动的值，在对输入端子输入理想差动信号的情况下，θ＝0。

第2运算电路15使用由相位比较电路14检测到的相位误差θ，对第1可变电容C1、第2可变电容C1、第3可变电容C1和第4可变电容C1进行最优化。此时，在相位误差θ与可变电容C1之间，下式(2)的关系成立。

tanθ＝{(ωC1)²×R1R2+1}/{(ωC1)²×R1R2-1}…(2)

即，第2运算电路15反复控制可变电容C1的值以使得相位误差θ成为0，由此能够使值收敛。这里，如式(1)所示，振幅误差ε不依赖于可变电容C1，因此，即使控制可变电容C1以使得θ＝0，也不会影响振幅误差ε。

另外，由于进行根据动态变动的振幅误差ε而对这些可变电阻R2和可变电容C1进行最优化的步骤，因此，可变电阻R2和可变电容C1也动态变动。

图6和图7是用于说明使用本发明的实施方式1的多相滤波器的滤波器电路的效果的曲线图。另外，图6示出振幅误差特性，图7示出相位误差特性。

在图6、7中，例如在某个元件常数的情况下(调整前)，设为在10GHz中得到振幅误差1.9dB、相位误差5.6deg的特性。这里，当通过上述方法对可变电阻R2和可变电容C1进行控制时，如图所示，能够校正为振幅误差0dB、相位误差0deg(相位误差90deg)。

这样，多相滤波器11利用振幅比较电路12对输出端的正交信号间的振幅误差进行比较，调整可变电阻R2以校正振幅误差，由此实现I/Q正交信号的振幅匹配，并且，利用相位比较电路14对输出端的正交信号间的相位误差进行比较，调整可变电容C1以校正相位误差，由此实现I/Q正交信号的相位匹配。并且，通过按照该步骤进行控制，能够同时实现振幅匹配和相位匹配。

如上所述，根据实施方式1，在多相滤波器中，第1可变电阻和第2可变电阻具有彼此相等的电阻值，该电阻值被设定为对第1输出端子至第4输出端子的输出中的正交的信号间的振幅误差进行校正的电阻值，第1可变电容、第2可变电容、第3可变电容和第4可变电容具有彼此相等的电容值，该电容值被设定为对第1输出端子至第4输出端子的输出中的正交的信号间的相位误差进行校正的电容值。

因此，能够利用1级结构实现低插入损失，并且实现振幅匹配和相位匹配。

实施方式2

图8是示出使用本发明的实施方式2的多相滤波器的滤波器电路的电路图。在图8中，该滤波器电路100A具有多相滤波器11、矢量合成型移相器21、相位检测电路22、相位比较电路23、运算电路24和相位控制用电路25。

多相滤波器11是具有与上述实施方式1所示的结构相同的结构的振幅相位匹配型多相滤波器，在输入侧连接输入端子111、112，在输出侧连接输出端子113～116。从输出端子113～116输出4个正交差动信号，进行分支并输入到矢量合成型移相器21。

矢量合成型移相器21由VGA_I211和VGA_Q212构成。这里，VGA是Variable Gain Amplifier(可变增益放大器)的简称。VGA_I211和VGA_Q212分别输入来自多相滤波器11的I/Q正交差动信号和来自相位控制用电路25的控制信号，合成正交信号并输出到相位检测电路22。

相位检测电路22的输入侧与矢量合成型移相器21的输出侧连接，相位检测电路22的输出侧与相位比较电路23的输入侧连接。并且，相位比较电路23的输入侧与相位检测电路22的输出侧连接，相位比较电路23的输出侧与运算电路24的输入侧连接。

运算电路24的输入侧与相位比较电路23的输出侧连接，运算电路24的输出侧与多相滤波器11连接。并且，相位控制用电路25的输入侧与运算电路24的输出侧连接，相位控制用电路25的输出侧与相位比较电路23、VGA_I211和VGA_Q212连接。

这里，运算电路24输入来自相位比较电路23的信号，对多相滤波器11输出控制信号，并且还对相位控制用电路25输出控制信号。并且，相位控制用电路25不仅对VGA_I211和VGA_Q212输出控制信号，还对相位比较电路23输出控制信号。

下面，对上述结构的滤波器电路100A的动作进行说明。

多相滤波器11将从输入端子111、112输入的差动信号转换为I/Q正交差动信号。这里，设为由于多相滤波器11的元件偏差而产生了振幅误差ε和相位误差θ。

另外，振幅误差ε和相位误差θ是由于输入信号的偏差、温度偏差、工艺偏差等要因而动态变动的值，在对输入端子输入理想差动信号的情况下，ε＝0且θ＝0。并且，通过由后述矢量合成型移相器21和运算电路24等构成的环路(loop)对振幅误差ε和相位误差θ进行校正。具体的校正步骤如下所述。

首先，运算电路24在0～360度范围内在多个点对矢量合成型移相器21的移相量进行扫描。并且，矢量合成型移相器21根据通过相位控制用电路25给出的VGA的相位设定值进行动作，决定输出的相位。但是，如上所述，由于在多相滤波器11中产生振幅误差ε和相位误差θ，因此，输出信号的相位包含来自相位设定值的误差。

接着，通过相位检测电路22和相位比较电路23检测该振幅误差ε和相位误差θ。这里，通过将相位比较电路23的比较结果输入到运算电路24，能够求出矢量合成型移相器21的误差特性，根据该误差特性进行反算，从而能够计算多相滤波器11的振幅误差ε和相位误差θ。

接着，使用计算出的振幅误差ε和相位误差θ，通过上述实施方式1所示的方法对多相滤波器11的可变电阻R2和可变电容C1的值进行最优化。由此，能够对多相滤波器11的振幅误差和相位误差进行校正。

另外，由于进行根据动态变动的振幅误差ε而对这些可变电阻R2和可变电容C1进行优化的步骤，因此，可变电阻R2和可变电容C1也动态变动。

如上所述，根据实施方式2，在多相滤波器中，第1可变电阻和第2可变电阻具有彼此相等的电阻值，该电阻值被设定为对第1输出端子至第4输出端子的输出中的正交的信号间的振幅误差进行校正的电阻值，第1可变电容、第2可变电容、第3可变电容和第4可变电容具有彼此相等的电容值，该电容值被设定为对第1输出端子至第4输出端子的输出中的正交的信号间的相位误差进行校正的电容值。

因此，能够利用1级结构实现低插入损失，并且实现振幅匹配和相位匹配。