一种可增大功率回退范围的多赫尔蒂功率放大器的制作方法

本发明涉及通信技术领域，具体涉及一种可增大功率回退范围的多赫尔蒂功率放大器。

背景技术：

随着无线通信的快速发展，移动通信传输的信息量不断增大，数据速率逐步提高，对功率放大器的性能要求也随之提高。为了获得比较高的数据传输速率和频谱利用率，现代通信系统中的调制信号具有更高的峰均比，因此要求功率放大器工作在较高的功率回退点，但是这样会导致功率放大器效率显著下降。

为了适应具有高峰均比的调制信号，要求功率放大器在功率回退时要保持比较高的效率，多赫尔蒂功率放大器能够实现在功率回退时具有较高的效率并且结构简单而被广泛采用。传统平衡式多赫尔蒂功率放大器如图1所示，其基本工作原理为：在输入信号较小时，载波放大器先于峰值放大器导通，载波放大器在50欧姆λ/4阻抗变换线以及35欧姆λ/4阻抗变换线的作用下，提前达到饱和并实现高效率；随着输入信号进一步增大，峰值放大器开始导通，通过有源负载调制的作用，使载波和峰值放大器都工作在饱和区，从而使得整个多赫尔蒂功率放大器在功率回退范围内都保持高效率。

通过研究发现，传统平衡式多赫尔蒂功率放大器采用相同的功放管进行设计，峰值放大器在低功率时输出阻抗为无穷大，理论上只能实现6db的功率回退范围，限制了其在信号具有较高峰均比时的应用。传统的高回退范围的多赫尔蒂功率放大器主要有非对称多赫尔蒂功率放大器、多路多赫尔蒂功率放大器等，但是它们会导致设计成本增加，设计复杂性提高等问题。因此，如何设计结构简单并具有高回退范围的多赫尔蒂功率放大器具有十分重要的意义。

技术实现要素：

本发明的目的在于提供一种可增大功率回退范围的多赫尔蒂功率放大器，在结构简单的情况下实现增大多赫尔蒂放大器的功率回退范围。

为了解决以上技术问题，本发明通过调节相位补偿网络，使峰值放大电路输出阻抗在低功率时呈现为复数阻抗，从而对载波放大电路产生补偿作用，采用的具体技术方案如下：

一种可增大功率回退范围的多赫尔蒂功率放大器，包括功分器(10)、载波放大电路(20)、载波λ/4阻抗变换线(30)、峰值放大电路(40)、合路λ/4阻抗变换线(50)；其特征在于：输入信号连接所述功分器(10)的输入端，所述功分器(10)的上路输出端连接所述载波放大电路(20)的输入端，下路输出端连接所述峰值放大电路(40)的输入端；所述载波放大电路(20)由载波相位补偿线(201)、载波输入匹配网络(202)、载波功放管(203)和载波输出匹配网络(204)串联连接组成；所述峰值放大电路(40)由峰值相位补偿线(401)、峰值输入匹配网络(402)、峰值功放管(403)、峰值输出匹配网络(404)以及相位补偿网络(405)串联连接组成；所述相位补偿网络(405)包括第一并联微带线(4051)、第二并联微带线(4052)和50欧姆串联微带线(4053)；所述载波放大电路(20)通过载波λ/4阻抗变换线(30)与所述峰值放大电路(40)在a点连接，然后通过合路λ/4阻抗变换线(50)与负载连接；λ是多赫尔蒂功率放大器工作频率对应的波长，所述载波λ/4阻抗变换线(30)与所述合路λ/4阻抗变换线(50)的特性阻抗分别为z0和欧姆，z0为特定常数。

所述功分器(10)将输入信号等分输出为上路信号和下路信号，上路信号输出至载波放大电路(20)，下路信号输出至峰值放大电路(40)。

所述载波相位补偿线(201)和峰值相位补偿线(401)分别用于调节载波放大电路(20)和峰值放大电路(40)输出信号的相位差，使两路输出信号在a处相位相同。

所述载波功放管(203)和峰值功放管(403)分别为ab类和c类功率放大器，两者具有相同的饱和输出功率。

所述相位补偿网络(405)包括第一并联微带线(4051)、第二并联微带线(4052)和50欧姆串联微带线(4053)；第一并联微带线(4051)与50欧姆串联微带线(4053)输入端并联，第二并联微带线(4052)与50欧姆串联微带线(4053)输出端并联；所述第一并联微带线(4051)、第二并联微带线(4052)和50欧姆串联微带线(4053)的电长度均根据峰值放大电路所需要的复数输出阻抗进行设计以使相位补偿网络(405)实现所需要的相位。

所述相位补偿网络(405)用于使峰值放大电路(40)在低功率时输出阻抗为复数阻抗，增大反射系数，对载波放大电路(20)产生补偿作用，从而提高载波放大电路(20)的有效负载阻抗，增大多赫尔蒂功率放大器的回退范围。

与现有技术相比，本发明的技术方案具有以下有益效果：

(1)本发明能增大功率回退范围。传统的平衡式多赫尔蒂功率放大器，其峰值输出匹配网络在低功率时峰值放大电路输出阻抗为无穷大，功率回退范围为6db。本发明在峰值输出匹配网络后面加上相位补偿网络，通过调节相位补偿网络使得峰值放大电路输出阻抗在低功率时呈现的为复数阻抗，从而对载波放大电路产生补偿作用，以增大放大器的功率回退范围；

(2)本发明实现简单、成本低。相比于非对称多赫尔蒂功率放大器、多路多赫尔蒂功率放大器等提高功率回退范围的传统方法，本发明不需要向峰值放大电路提供更多的功率或使用额外的放大器，仅需要一个相位补偿网络就可以提高功率回退范围，设计简单，降低了设计成本。

附图说明

图1传统平衡式多赫尔蒂功率放大器的结构框图。

图2本发明的可增大功率回退范围的多赫尔蒂功率放大器的结构框图。

图3本发明实施例和传统平衡式多赫尔蒂功率放大器峰值放大电路输出阻抗的对比图。

图4本发明实施例中相位补偿网络的结构框图。

图5本发明实施例和传统平衡式多赫尔蒂功率放大器输出功率和效率的关系图。

图中：功分器10、载波放大电路20、载波相位补偿线201、载波输入匹配网络202、载波功放管203、载波输出匹配网络204、载波λ/4阻抗变换线30、峰值放大电路40、峰值相位补偿线401、峰值输入匹配网络402、峰值功放管403、峰值输出匹配网络404、相位补偿网络405、第一并联微带线4051、第二并联微带线4052、50欧姆串联微带线4053和合路λ/4阻抗变换线50。

具体实施方式

下面结合附图，对本发明的技术方案进行详细说明。

图1所示为传统平衡式多赫尔蒂功率放大器的结构框图。功分器输入信号等分为上路信号和下路信号。当输入信号较小时，载波放大器工作，而峰值放大器不工作；在50欧姆λ/4阻抗变换线以及35欧姆λ/4阻抗变换线的作用下，载波放大器提前达到饱和并实现高效率；当输入信号增加时，峰值放大器开始工作，在有源负载调制的作用下，载波和峰值放大器都最终将达到饱和，从而使得整个多赫尔蒂功率放大器在功率回退范围内都保持高效率。但是，传统平衡式多赫尔蒂功率放大器采用相同的功放管进行设计，峰值放大器在低功率时输出阻抗为无穷大，理论上只能实现6db的功率回退范围，无法应用于高峰均比调制信号的场合。

图2所示为本发明的一种可增大功率回退范围的多赫尔蒂功率放大器，包括功分器10、载波放大电路20、载波λ/4阻抗变换线30、峰值放大电路40以及合路λ/4阻抗变换线50。其特征在于，输入信号连接所述功分器10的输入端，所述功分器10的上路输出端连接所述载波放大电路20的输入端，下路输出端连接所述峰值放大电路40的输入端；所述载波放大电路20由载波相位补偿线201、载波输入匹配网络202、载波功放管203、载波输出匹配网络204串联连接组成；所述峰值放大电路40由峰值相位补偿线401、峰值输入匹配网络402、峰值功放管403、峰值输出匹配网络404以及相位补偿网络405串联连接组成；所述相位补偿网络405包括第一并联微带线4051、第二并联微带线4052和50欧姆串联微带线4053；所述载波放大电路20通过载波λ/4阻抗变换线30与所述峰值放大电路40在a点连接，然后通过合路λ/4阻抗变换线50与负载连接。其中，λ是多赫尔蒂功率放大器工作频率对应的波长，所述载波λ/4阻抗变换线30与所述合路λ/4阻抗变换线50的特性阻抗分别为z0和欧姆，z0为50欧姆。

在上述的多赫尔蒂功率放大器中，功分器10将输入信号等分输出为上路信号和下路信号。上路信号输出至载波放大电路20，下路信号输出至峰值放大电路40。

在上述的多赫尔蒂功率放大器中，通过载波相位补偿线201和峰值相位补偿线401调节上路信号和下路信号的相位，使两路信号在a处实现相位相同。

在上述的多赫尔蒂功率放大器中，载波功放管203偏置在ab类，峰值功放管403偏置在c类，两个功放管具有相同的饱和输出功率。

在上述的多赫尔蒂功率放大器中，通过调整第一并联微带线4051、第二并联微带线4052和50欧姆串联微带线4053的电长度，使相位补偿网络405实现所需要的相位。

在上述的多赫尔蒂功率放大器中，通过相位补偿网络405，使得峰值放大电路40在低功率时输出阻抗为复数阻抗，增大了反射系数，对载波放大电路(20)产生补偿作用，从而提高载波放大电路(20)的有效负载阻抗，增大多赫尔蒂功率放大器的回退范围。

本发明的工作原理是：通过功分器10将输入信号等分地输出到载波放大电路20和峰值放大电路40。当输入信号较小时，载波放大电路20开始工作，峰值放大电路40处于截止状态，通过调节相位补偿网络405使得峰值放大电路40的输出阻抗在低功率时为复数阻抗。该复数阻抗可以增大a处参考面的反射系数，对载波放大电路20产生补偿作用。相对于传统平衡式多赫尔蒂功率放大器，本发明中载波放大电路20的有效负载阻抗可以进一步增大，使得载波放大电路20进一步提前饱和，从而增大了多赫尔蒂放大器的功率回退范围。当输入信号达到最大值时，载波放大电路20和峰值放大电路40在有源负载调制作用下，达到饱和，实现最大输出功率和效率。

下面例举一个实施例。

本实施例多赫尔蒂功率放大器工作频率为2.5ghz，载波功放管203和峰值功放管403均采用cree的ganhemt功放管cgh40010f。载波功放管203偏置在ab类，峰值功放管403偏置在c类。功分器10输出的两路信号的功率比为1:1。

图3为本发明实施例和传统平衡式多赫尔蒂功率放大器在低功率时峰值放大电路输出阻抗的对比图。从图中可以看出低功率时传统平衡式多赫尔蒂功率放大器峰值放大器输出阻抗为无穷大，本发明峰值放大电路输出阻抗为复数阻抗，增大了反射系数，从而增大了载波放大电路的有效负载阻抗，对载波放大电路产生补偿作用，增大了多赫尔蒂放大器的功率回退范围。

图4为本发明实施例中相位补偿网络405的结构框图。通过调节第一并联微带线4051、第二并联微带线4052和50欧姆串联微带线4053的电长度，使得相位补偿网络实现所需要的相位。

图5为本发明实施例和传统平衡式多赫尔蒂功率放大器输出功率和效率的对比关系图。其中，带有空心方形的线条表示本实施例的可增大功率回退范围的多赫尔蒂功率放大器的输出功率和效率的关系线条，带有实心方形的线条表示的传统平衡式多赫尔蒂功率放大器的输出功率和效率的关系线条。从图中可以看出传统平衡式多赫尔蒂功率放大器功率回退范围为6db，本发明实施例的多赫尔蒂放大器的9db功率回退效率为61％，功率回退范围可以达到9db，有效地增大了多赫尔蒂功率放大器的功率回退范围。