X射线高压发生器、串联谐振变换器的控制电路和方法与流程

本发明主要涉及X射线高压发生器，尤其涉及一种X射线高压发生器的串联谐振变换器的控制电路和控制方法。

背景技术：

X射线高压发生器用于X射线治疗设备、X射线诊断设备、X射线计算机体层摄影设备(CT)、正电子发射计算机断层显像(PET-CT)等设备中。在大功率X射线高压发生器的逆变电路中，为了满足长时间工作的要求，通常选用绝缘栅双极型开关器件(Insulated Gate Bipolar Transistor,IGBT)作为开关器件。这对逆变电路通常有以下要求：①需要逆变电路有较高的带载能力，以适应宽范围输出的要求；②尽可能的减小流过开关器件的电流峰值以降低成本，同时减小开关器件的关断损耗；③保持电感电流全负载范围处于断续状态，以实现开关器件的零电流开通；④保持较高的开关频率，以减小高压变压器和整流电路的体积；⑤逆变电路需要适应高压变压器较大的寄生电容和寄生电感的影响。

逆变电路与串联谐振电路组成串联谐振逆变电路。串联谐振逆变电路进一步与变压器、整流器等器件组成串联谐振变换器。

一种串联谐振变换器10的主电路如图1所示，包括开关器件Q1-Q4组成的逆变电路11，电感Ls和电容Cs组成的串联谐振电路12、高频高压变压器Tr和倍压整流器13。串联谐振变换器10输出到X射线管14。串联谐振变换器10采用的控制方式通常包括双极性调制、移相调制和变频调制。

双极性调制方式如图2所示，开关器件Q1和Q2的驱动信号互不重叠，开关器件Q3和Q4的驱动信号互不重叠，而开关器件Q1和Q4的驱动信号同相。由于斜对角的开关器件(如Q1和Q4，Q2和Q3)同开同关，所有的开关器件都要承受较大的关断损耗。

移相调制方式如图3所示，超前桥臂开关器件Q1和Q2的占空比都为50％，并且互补导通，滞后桥臂开关器件Q3和Q4的占空比也都为50％，并且互补导通；通过调节超前桥臂和滞后桥臂的相对相位关系，来控制输出电压开关器件开关器件开关器件。由于是通过两个桥臂电压移相的方式来调节输出电压，只有超前桥臂存在关断损耗，滞后桥臂基本无关断损耗。但由于桥臂中点电压存在零矢量，续流期间存在电流振荡，而且变压器分布电容C_w越大，振荡越强烈，开关器件将无法实现零电压开通。如图4A和4B所示，当考虑了变压器分布电容C_w时，在重载工况下和轻载工况下，都会产生震荡。

采用变频调制时，开关器件的开关频率需要大范围变化，导致整流电路11和变压器Tr需要有较大的体积。

总而言之，这几种通常采用的技术方案难以同时满足高频开关、宽范围输出、低成本、低损耗，以及高适应性的要求。

技术实现要素：

本发明要解决的技术问题是提供一种X射线高压发生器的串联谐振逆变器的控制电路，克服现有串联谐振变换器的调制方式的问题。

为解决上述技术问题，本发明提供了一种串联谐振变换器的控制电路，所述串联谐振变换器包括逆变电路，所述逆变电路包括超前桥臂和滞后桥臂，所述超前桥臂包括第一开关器件和第二开关器件，所述滞后桥臂包括第三开关器件和第四开关器件，所述控制电路包括：驱动电路，提供第一驱动信号给所述第一开关器件，提供第二驱动信号给所述第二开关器件，提供第三驱动信号给所述第三开关器件，提供第四驱动信号给所述第四开关器件；其中：所述第一驱动信号和所述第二驱动信号构成双极性调制，所述第三驱动信号驱动所述第三开关器件的导通时刻与所述第二驱动信号驱动第二开关器件的导通时刻相同，所述第四驱动信号驱动所述第四开关器件的导通时刻与所述第一驱动信号驱动第一开关器件的导通时刻相同，所述第三驱动信号和所述第四驱动信号驱动所述第三开关器件和第四开关器件的关断时刻是根据所述串联谐振变换器的谐振腔电流确定；或者所述第一驱动信号和所述第三驱动信号构成双极性调制，所述第二驱动信号驱动所述第二开关器件的导通时刻与所述第三驱动信号驱动所述第三开关器件的导通时刻相同，所述第四驱动信号驱动所述第四开关器件的导通时刻与所述第一驱动信号驱动所述第一开关器件的导通时刻相同，所述第二驱动信号和所述第四驱动信号驱动所述第二开关器件和第四开关器件的关断时刻是根据所述串联谐振变换器的谐振腔电流确定。

在本发明的一实施例中，所述第三驱动信号驱动所述第三开关器件的关断时刻为所述串联谐振变换器的谐振腔电流上升到零的时刻，所述第四驱动信号驱动第四开关器件的关断时刻为该串联谐振变换器的谐振腔电流下降到零的时刻；或者所述第二驱动信号驱动所述第二开关器件的关断时刻为所述串联谐振变换器的谐振腔电流上升到零的时刻，所述第四驱动信号驱动所述第四开关器件的关断时刻为所述串联谐振变换器的谐振腔电流下降到零的时刻。

在本发明的一实施例中，所述驱动电路通过将锯齿波和幅度可调的门限值比较，来产生构成双极性调制的一对驱动信号。

在本发明的一实施例中，所述驱动电路通过判断所述串联谐振变换器的谐振腔电流是否达到门限值来确定该关断时刻。

在本发明的一实施例中，所述驱动电路判定所述串联谐振变换器的谐振腔电流达到所述门限值的时刻后延迟一预定时间作为所述关断时刻。

在本发明的一实施例中，构成双极性调制的一对驱动信号的占空比均小于50％。

本发明还提出一种X射线高压发生器，包括如上所述的串联谐振变换器，且所述控制电路控制所述串联谐振变换器的谐振腔处于电流断续模式。

本发明提出一种串联谐振变换器的控制方法，所述串联谐振变换器包括逆变电路，所述逆变电路包括超前桥臂和滞后桥臂，所述超前桥臂包括第一开关器件和第二开关器件，所述滞后桥臂包括第三开关器件和第四开关器件，所述方法包括：提供第一驱动信号给所述第一开关器件，提供第二驱动信号给所述第二开关器件，提供第三驱动信号给所述第三开关器件，提供第四驱动信号给所述第四开关器件；其中所述第一驱动信号和所述第二驱动信号驱动所述超前桥臂进行双极性调制，所述第三驱动信号驱动所述第三开关器件的导通时刻与所述第二驱动信号驱动所述第二开关器件的导通时刻相同，所述第四驱动信号驱动所述第四开关器件的导通时刻与所述第一驱动信号驱动所述第一开关器件的导通时刻相同，，所述第三驱动信号和所述第四驱动信号驱动所述第三开关器件和第四开关器件的关断时刻是根据所述串联谐振变换器的谐振腔电流确定；或者所述第一驱动信号和所述第三驱动信号构成双极性调制，所述第二驱动信号驱动所述第二开关器件的导通时刻与所述第三驱动信号驱动所述第三开关器件的导通时刻相同，所述第四驱动信号驱动所述第四开关器件的导通时刻与所述第一驱动信号驱动所述第一开关器件的导通时刻相同，所述第二驱动信号和所述第四驱动信号驱动所述第二开关器件和第四开关器件的关断时刻是根据所述串联谐振变换器的谐振腔电流确定。

在本发明的一实施例中，所述第三驱动信号驱动所述第三开关器件的关断时刻为所述串联谐振变换器的谐振腔电流上升到零的时刻，所述第四驱动信号驱动所述第四开关器件的关断时刻为该串联谐振变换器的谐振腔电流下降到零的时刻；或者所述第二驱动信号驱动所述第二开关器件的关断时刻为所述串联谐振变换器的谐振腔电流上升到零的时刻，所述第四驱动信号驱动所述第四开关器件的关断时刻为所述串联谐振变换器的谐振腔电流下降到零的时刻。

在本发明的一实施例中，上述方法还包括将锯齿波和幅度可调的门限值比较，来产生构成双极性调制的一对驱动信号。

在本发明的一实施例中，通过判断所述串联谐振变换器的谐振腔电流是否达到接近零的门限值来确定该关断时刻。

在本发明的一实施例中，构成双极性调制的一对驱动信号的占空比均小于50％。

在本发明的一实施例中，所述谐振腔电流为电流断续模式，且当所述逆变电路存在处于导通状态的开关器件时，所述谐振腔电流处于非零状态；当所述逆变电路的开关器件处于关断状态，所述谐振腔电流处于零状态。

与现有技术相比，本发明既具有双极性调制无零电压矢量，因而不存在续流回路的优点，关断损耗又和移相调制一样，只有双极性调制的一半；此外，超前桥臂和滞后桥臂都有较大的死区时间，降低了桥臂直通的可能性，提高了变换器的可靠性；另一方面，通过检测过零点来产生关断信号，可以使逆变电路始终工作在电流断续模式，减小开通损耗，并保持对高压变压器寄生电感L_lk和寄生电容C_w波动的适应能力。

附图说明

图1是基于串联谐振变换器的X射线高压发生器的电路图。

图2是串联谐振逆变器的双极性调制波形图。

图3是串联谐振逆变器的移相调制波形图。

图4A和图4B是考虑变压器寄生电容影响的移相调制波形图。

图5是本发明一实施例的基于串联谐振变换器的X射线高压发生器电路图。

图6是本发明第一实施例的串联谐振逆变器的调制波形图。

图7是图6所示实施例的变化例的调制波形图。

图8是本发明第二实施例的串联谐振逆变器的调制波形图。

具体实施方式

为让本发明的上述目的、特征和优点能更明显易懂，以下结合附图对本发明的具体实施方式作详细说明。

在下面的描述中阐述了很多具体细节以便于充分理解本发明，但是本发明还可以采用其它不同于在此描述的其它方式来实施，因此本发明不受下面公开的具体实施例的限制。

本发明的实施例描述X射线高压发生器的串联谐振逆变电路。X射线高压发生器可以应用在例如X射线治疗设备、X射线诊断设备、X射线计算机体层摄影设备(CT)、正电子发射计算机断层显像(PET-CT)等设备中，但并不以此为限。

图5是本发明一实施例的基于串联谐振变换器的X射线高压发生器的串联谐振逆变器的电路图。参考图5所示，本实施例的X射线高压发生器的串联谐振逆变器包括逆变电路51、串联谐振电路52、变压器Tr和倍压整流电路53。X射线高压发生器包括用于控制串联谐振变换器的控制电路。在本实施例中，控制电路包括驱动电路54。

逆变电路51包括第一开关器件Q1、第二开关器件Q2、第三开关器件Q3和第四开关器件Q4。第一开关器件Q1和第二开关器件Q2组成超前桥臂，桥臂中点A作为逆变电路51的第一输出端。第三开关器件Q3和第四开关器件Q4组成滞后桥臂，桥臂中点B作为逆变电路51的第二输出端。第一开关器件至第四开关器件Q1-Q4例如是绝缘栅双极型晶体管(Insulated Gate Bipolar Transistor,IGBT)。第一开关器件Q1的集电极连接电源Vin的正端，发射极连接桥臂中点A。第二开关器件Q2的集电极连接桥臂中点A，发射极连接电源Vin的负端。第三开关器件Q3的集电极连接电源Vin的正端，发射极连接桥臂中点B。第四开关器件Q4的集电极连接桥臂中点A，发射极连接电源Vin的负端。各个开关器件Q1-Q4分别具有寄生二极管D1-D4。

串联谐振电路52连接逆变电路51的第一输出端A。1串联谐振电路52例如包括电感Ls和电容Cs。

变压器Tr连接串联谐振电路52以及逆变电路51的第二输出端B。变压器Tr具有寄生电感L_lk和寄生电容C_w。

驱动电路54提供第一驱动信号S1给第一开关器件Q1，第二驱动信号S2给第二开关器件Q2，第三驱动信号S3给第三开关器件Q3，第四驱动信号Q3给第四开关器件Q4。

第一实施例

根据本实施例，逆变电路51的超前桥臂采用双极性调制，而滞后桥臂的开通与超前桥臂的对管相同，关断信号则是通过检测串联谐振电路电流的到零信号来实现的。图6是本发明第一实施例的串联谐振逆变器的调制波形图。参考图6所示，第一驱动信号S1和第二驱动信号S2构成双极性调制；第三驱动信号S3驱动第三开关器件Q3的导通时刻与第二驱动信号S2驱动第二开关器件Q2的导通时刻相同，第四驱动信号S4驱动第四开关器件Q4的导通时刻与第一驱动信号S1驱动第一开关器件Q1的导通时刻相同。另外，第三驱动信号S3驱动第三开关器件Q3的关断时刻和第四驱动信号S4驱动第四开关器件Q4的关断时刻是根据所述串联谐振变换器的谐振腔电流确定。为了让关断损耗较小，可以选择在逆变电流较小的时刻关断。例如，可以设定一个门限值，通过检测谐振腔电流小于此门限值来决定关断时刻。为了使关断损耗最小，第三驱动信号S3驱动第三开关器件Q3的关断时刻较佳为串联谐振变换器的电流上升到零的时刻。第四驱动信号S4驱动第四开关器件Q4的导通时刻与第一驱动信号S1驱动第一开关器件Q1的导通时刻相同，第四驱动信号S4驱动第四开关器件Q4的关断时刻较佳为串联谐振变换器的电流下降到零的时刻。需要说明的是，在上述过程中，驱动信号控制开关器件的导通时刻为驱动信号上升沿时刻，驱动信号控制开关器件的关断时刻为驱动信号下降沿时刻。

在一个开关周期的前半周期：开关器件Q1、Q4同时导通，开关器件Q2、Q3处于关断状态，输入电压Vin、开关器件Q1、谐振腔、开关器件Q4串联组成回路，A、B两点的电压V_A,B为高电平，由逆变电路51输出的逆变电流或流过谐振腔的电流逐渐增大(谐振腔中的电流方向与预定电流方向相同)；

之后，仅Q4导通，Q1、Q2、Q3同时处于关断状态，谐振腔、开关器件Q4、第二二极管D2串联组成回路，A、B两点的电压V_A,B为零电平，且谐振腔串联电感放电，流过谐振腔的电流逐渐减小；

之后，Q1、Q2、Q3、Q4同时处于关断状态，谐振腔中仅有电容Cs两端有电压，A、B两点的电压V_A,B为电容Cs两端电压(高电平)，此时未有谐振腔流过电流；

在一个开关周期的后半周期：Q2、Q3同时导通，Q1、Q4处于关断状态，输入电压Vin、开关器件Q3、谐振腔、开关器件Q2串联组成回路，A、B两点的电压V_A,B为低电平，由逆变器输出的逆变电流或流过谐振腔的电流逐渐增大(谐振腔中的电流方向与预定电流方向相反)；

之后，仅Q3导通，Q1、Q2、Q4同时处于关断状态，开关器件Q3、谐振腔、第一二极管D1串联组成回路，A、B两点的电压V_A,B为零电平，且谐振腔串联电感放电，流过谐振腔的电流逐渐减小；

之后，Q1、Q2、Q3、Q4同时处于关断状态，谐振腔中仅有电容Cs两端有电压，A、B两点的电压V_A,B为电容Cs两端电压(低电平)，此时未有电流流过谐振腔；

驱动电路54可通过将锯齿波信号V_tri和门限值V_mod比较，来产生构成双极性调制的一对驱动信号S1和S2。为此，驱动电路54可包括第一比较器，其一个输入端输入锯齿波信号V_tri，另一输入端输入门限值V_mod。门限值V_mod的幅度可以是可调的，这样可以控制驱动信号S1和S2的占空比。较佳的构成双极性调制的一对驱动信号S1、S2的占空比均小于50％。

相应于最小关断损耗，驱动电路54通过判断串联谐振变换器的谐振腔电流i_{Ls_meas}是否达到接近零的门限值来确定该关断时刻。

在图7所示的变化例中，驱动电路54还可以判定串联谐振变换器的谐振腔电流i_{Ls_meas}达到门限值的时刻后延迟一预定时间作为关断时刻。

在本实施例中，谐振腔电流为电流断续模式，且当逆变电路存在处于导通状态的开关器件时，谐振腔电流处于非零状态；当逆变电路的开关器件处于关断状态，谐振腔电流处于零状态。

在本实施例中，通过检测谐振腔电流i_{Ls_meas}的到零信号来产生的确保滞后桥臂在电流降到零之后再关断，从而实现滞后桥臂(Q3和Q4)的零电流关断。而且此时将无零电压矢量回路，不存在续流期间串联电感与串联电容发生振荡的问题，电流将始终为零，直到有其他的开关器件开通，因而也可以保证开关器件的零电流开通。因此，本实施例既具有双极性调制无零电压矢量而不存在续流回路的优点，关断损耗又和移相调制一样，只有双极性调制的一半；此外，超前桥臂和滞后桥臂都有较大的死区时间，降低了桥臂直通的可能性，提高了逆变电路的可靠性；另一方面，通过检测过零点来产生关断信号，可以使逆变电路始终工作在电流断续模式，减小开通损耗，并保持对高压变压器寄生电感L_lk和寄生电容C_w波动的适应能力。

第二实施例

根据本实施例，逆变电路51的开关器件Q1和Q3采用双极性调制，开关器件Q2与开关器件Q3的导通时刻相同，开关器件Q4与开关器件Q1的导通时刻相同，第二开关器件Q2和第四开关器件Q4的关断信号则是通过检测串联谐振变换器的谐振腔电流的到零信号来实现的。图8是本发明第二实施例的串联谐振变换器的调制波形图。参考图8所示，第一驱动信号S1和第三驱动信号S3构成双极性调制；第二驱动信号S2驱动第二开关器件Q2的导通时刻与第三驱动信号S3驱动第三开关器件Q3的导通时刻相同，第四驱动信号S4驱动第四开关器件Q4的导通时刻与第一驱动信号S1驱动第一开关器件Q1的导通时刻相同。另外，第二驱动信号S2驱动第二开关器件Q2的关断时刻和第四驱动信号S4驱动第四开关器件Q4的关断时刻是根据所述串联谐振变换器的谐振腔电流确定。为了让关断损耗较小，可以选择在逆变电流较小的时刻关断。例如，可以设定一个门限值，通过检测谐振腔电流小于此门限值来决定关断时刻。为了使关断损耗最小，第二驱动信号S2驱动第二开关器件Q2的关断时刻较佳为串联谐振变换器的电流上升到零的时刻，第四驱动信号S4驱动第四开关器件Q4的关断时刻较佳为串联谐振变换器的电流下降到零的时刻。

在一个开关周期的前半周期：开关器件Q1、Q4同时导通，开关器件Q2、Q3处于关断状态，输入电压Vin、开关器件Q1、谐振腔、开关器件Q4串联组成回路，A、B两点的电压V_A,B为高电平，由逆变电路51输出的逆变电流或流过谐振腔的电流逐渐增大(谐振腔中的电流方向与预定电流方向相同)；

之后，仅开关器件Q4导通，开关器件Q1、Q2、Q3同时处于关断状态，谐振腔、开关器件Q4、第二二极管D2串联组成回路，A、B两点的电压V_A,B为零电平，且谐振腔串联电感放电，流过谐振腔的电流逐渐减小；

之后，开关器件Q1、Q2、Q3、Q4同时处于关断状态，谐振腔中仅有电容Cs两端有电压，A、B两点的电压V_A,B为电容Cs两端电压(高电平)，此时未有谐振腔流过电流；

在一个开关周期的后半周期：开关器件Q2、Q3同时导通，开关器件Q1、Q4处于关断状态，输入电压Vin、开关器件Q3、谐振腔、开关器件Q2串联组成回路，A、B两点的电压V_A,B为低电平，由逆变器输出的逆变电流或流过谐振腔的电流逐渐增大(谐振腔中的电流方向与预定电流方向相反)；

之后，仅开关器件Q2导通，开关器件Q1、Q3、Q4同时处于关断状态，开关器件Q2、谐振腔、第四二极管D4串联组成回路，A、B两点的电压V_A,B为零电平，且谐振腔串联电感放电，流过谐振腔的电流逐渐减小；

之后，开关器件Q1、Q2、Q3、Q4同时处于关断状态，谐振腔中仅有电容Cs两端有电压，A、B两点的电压V_A,B为电容Cs两端电压(低电平)，此时未有电流流过谐振腔。

驱动电路54可通过将锯齿波信号V_tri和门限值V_mod比较，来产生构成双极性调制的一对驱动信号S1和S3为此，驱动电路54可包括第一比较器，其一个输入端输入锯齿波信号V_tri，另一输入端输入门限值V_mod。门限值V_mod的幅度可以是可调的，这样可以控制驱动信号S1和S3的占空比。较佳的构成双极性调制的一对驱动信号S1、S3的占空比均小于50％。

相应于最小关断损耗，驱动电路54通过判断串联谐振变换器的谐振腔电流i_{Ls_meas}是否达到接近零的门限值来确定该关断时刻。

驱动电路54还可以判定串联谐振变换器的谐振腔电流i_{Ls_meas}达到门限值的时刻后延迟一预定时间作为关断时刻。

在本实施例中，谐振腔电流为电流断续模式，且当逆变电路存在处于导通状态的开关器件时，谐振腔电流处于非零状态；当逆变电路的开关器件处于关断状态，谐振腔电流处于零状态。

在本实施例中，开关器件Q1和Q3关断时存在关断损耗，关断损耗在超前滞后两个桥臂均匀分配，这对于采用半桥模块作为开关器件的场合，可以显著减小开关器件的温升。与前一实施例相同的是，本实施例中无零电压矢量回路，不存在续流期间串联电感与串联电容发生振荡的问题，电流将始终为零，直到有其他的开关器件开通，因而也可以保证开关器件的零电流开通。因此，本实施例既具有双极性调制无零电压矢量而不存在续流回路的优点，关断损耗又和移相调制一样，只有双极性调制的一半；此外，超前桥臂和滞后桥臂都有较大的死区时间，降低了桥臂直通的可能性，提高了逆变电路的可靠性；另一方面，通过检测过零点来产生关断信号，可以使逆变电路始终工作在电流断续模式，减小开通损耗，并保持对高压变压器寄生电感L_lk和寄生电容C_w波动的适应能力。

从另一角度看，本发明提出一种串联谐振变换器的控制方法，所述串联谐振变换器包括逆变电路，所述逆变电路包括超前桥臂和滞后桥臂，所述超前桥臂包括第一开关器件和第二开关器件，所述滞后桥臂包括第三开关器件和第四开关器件，所述方法包括：提供第一驱动信号给所述第一开关器件，提供第二驱动信号给所述第二开关器件，提供第三驱动信号给所述第三开关器件，提供第四驱动信号给所述第四开关器件；其中所述第一驱动信号和所述第二驱动信号构成双极性调制，所述第三驱动信号和所述第四驱动信号驱动所述第三开关器件和第四开关器件的导通时刻分别与所述第二驱动信号和所述第一驱动信号驱动所述第二开关器件和第一开关器件的导通时刻相同，所述第三驱动信号和所述第四驱动信号驱动所述第三开关器件和第四开关器件的关断时刻是根据所述串联谐振变换器的谐振腔电流确定；或者所述第一驱动信号和所述第三驱动信号构成双极性调制，所述第二驱动信号和所述第四驱动信号驱动所述第二开关器件和第四开关器件的导通时刻分别与所述第三驱动信号和所述第一驱动信号驱动所述第三开关器件和第一开关器件的导通时刻相同，所述第二驱动信号和所述第四驱动信号驱动所述第二开关器件和第四开关器件的关断时刻是根据所述串联谐振变换器的谐振腔电流确定。

在本发明的一实施例中，所述第三驱动信号驱动所述第三开关器件的关断时刻为所述串联谐振变换器的谐振腔电流上升到零的时刻，所述第四驱动信号驱动所述第四开关器件的关断时刻为该串联谐振变换器的谐振腔电流下降到零的时刻；或者所述第二驱动信号驱动所述第二开关器件的关断时刻为所述串联谐振变换器的谐振腔电流上升到零的时刻，所述第四驱动信号驱动所述第四开关器件的关断时刻为所述串联谐振变换器的谐振腔电流下降到零的时刻。

在本发明的一实施例中，上述方法还包括将锯齿波和幅度可调的门限值比较，来产生构成双极性调制的一对驱动信号。

在本发明的一实施例中，通过判断所述串联谐振变换器的谐振腔电流是否达到接近零的门限值来确定该关断时刻。

在本发明的一实施例中，构成双极性调制的一对驱动信号的占空比均小于50％。

虽然本发明已参照当前的具体实施例来描述，但是本技术领域中的普通技术人员应当认识到，以上的实施例仅是用来说明本发明，在没有脱离本发明精神的情况下还可作出各种等效的变化或替换，因此，只要在本发明的实质精神范围内对上述实施例的变化、变型都将落在本申请的权利要求书的范围内。