一种基于锁频环的二阶广义积分器结构及锁相环同步方法与流程

本发明涉及通信技术领域，更具体地，涉及一种基于锁频环的二阶广义积分器结构及锁相环同步方法。

背景技术：

为保证并网单相电力电子装置的安全稳定运行，单相电网同步技术成为非常重要的控制技术，锁相环是一种简单有效的同步工具。单相锁相环通常由三部分组成：鉴相器、环路滤波器和压控振荡器。

从鉴相器角度来看，乘法鉴相器已有长期的应用历史，但其在稳态输出中仍会产生大幅值的二倍频成分。因此，在鉴相器前产生基波及其正交信号的技术应运而生，例如延迟模块、基于希尔伯特变换的正交信号发生器、基于卡尔曼滤波的正交信号发生器、二阶广义积分器以及反派克变换等技术。同时，多种用于滤除各类波动分量的滤波器也被应用于锁相环环路滤波器中，例如无限冲激响应低通或陷波滤波器、自适应陷波滤波器、滑动平均滤波器、延迟相消滤波器等。

在已提出的锁相环结构中，基于二阶广义积分器的锁相环得到了广泛应用。刘桂花在文章《弱电网下单相光伏并网逆变器锁频环同步方法》中所提出的方法在电网电压扰动及过零点震荡情况下可稳定可靠工作，但未能充分考虑谐波对锁相效果的影响。袁庆庆在文章《基于特定谐波消除的并网锁相环技术》中提出了基于特定谐波消除的单相锁相环方法,涂娟在文章《基于改进型dsogi-pll的电网电压同步信号检测》中通过构建谐波消除模块，在dsogi-pll的基础上，提出一种改进的锁相环结构，但现有技术中大多仍保留pi环节，使得电路锁频环的结构过于复杂。

技术实现要素：

为克服现有技术中，基于二阶广义积分器的锁相环需要保留pi环节，使得电路锁频环过于复杂的问题，提供一种基于锁频环的二阶广义积分器结构及锁相环同步方法。

根据本发明的一个方面，提供一种基于锁频环的二阶广义积分器结构，包括：二阶广义积分器、基于二阶广义积分器的锁频环和一个反馈回环；所述二阶广义积分器用于，接收单相电网的电压输入信号，输出第一正交信号和第二正交信号；

其中，所述电压输入信号包括输入电压信号和输入频率；

所述基于二阶广义积分器的锁频环用于，根据所述第一正交信号，获取调整频率和第三正交信号和第四正交信号；

所述反馈回环用于将所述调整频率反馈至二阶广义积分器，作为新的输入频率。

其中，所述第一正交信号和第二正交信号分别为va和vb；所述va与所述电压输入信号的幅值和相位相同；所述vb与所述电压输入信号幅值相同，相位相差90°。

其中，所述第三正交信号和第四正交信号分别为va'和vb'；所述va'与所述va的幅值和相位相同；所述vb'与所述va幅值相同，相位相差90°。

其中，所述二阶广义积分器的传递函数公式为：

和

式中，vi为所述电压输入信号，为谐振频率，s为时域，k值为1。

其中，所述基于锁频环的二阶广义积分器的传递函数公式为：

ga'(s)＝ga(s)·ga(s)和gb'(s)＝ga(s)·gb(s)。

其中，当所述输入频率和所述调整频率相等时，则将此时的第三正交信号和所述第四正交信号作为最终输出信号。

根据本发明的第二方面，提供一种基于锁频环的二阶广义积分器结构的锁相环同步方法，包括：

接收单相电网的电压信号，将所述信号输入到互相并联的第一基于锁频环的二阶广义积分器结构，第二基于锁频环的二阶广义积分器结构和第三基于锁频环的二阶广义积分器结构，从所述第一基于锁频环的二阶广义积分器结构中输出所述取调整频率和所述第三正交信号和第四正交信号；

将所述调整频率作为新的输入频率输入到所述第一基于锁频环的二阶广义积分器结构中，同时将2倍调整频率作为新的输入频率输入到所述第二基于锁频环的二阶广义积分器结构中，将3倍调整频率作为新的输入频率输入到所述第三基于锁频环的二阶广义积分器结构中；

其中，所述第二基于锁频环的二阶广义积分器结构和第三基于锁频环的二阶广义积分器结构输出的相角值作为第一基于锁频环的二阶广义积分器结构的输入相角。

其中，还包括将所述第三正交信号输入到所述第一基于锁频环的二阶广义积分器结构串联的第四基于锁频环的二阶广义积分器，获得第五正交信号和第六正交信号；

其中，所述第四基于锁频环的二阶广义积分器的输出频率作为所述调整频率，作为新的输入频率输入到所述第一基于锁频环的二阶广义积分器结构中。

其中，当所述输入频率与所述调整频率相同时，将所述输出的正交信号作为最终输出信号。

本发明提出的一种基于锁频环的二阶广义积分器，提高了对电压信号中直流分量的过滤能力，同时提高了针对输入信号含有直流分量时的锁相精度，相比传统的二阶广义积分器具有更好的谐波过滤能力。

附图说明

图1为本发明一实施例提供的一种基于锁频环的二阶广义积分器结构；

图2为本发明一实施例提供的二阶广义积分器结构图；

图3为本发明一实施例提供的基于二阶广义积分器的锁频环结构图；

图4为本发明一实施例提供的二阶广义积分器和基于锁频环的二阶广义积分器的传递函数波特图；

图5为本发明一实施例提供的根据基于锁频环的二阶广义积分器改进的锁频环结构图；

图6为本发明又一实施例提供的一种基于锁频环的二阶广义积分器结构的锁相环同步方法流程图；

图7为本发明又一实施例提供的一种基于锁频环的二阶广义积分器结构的锁相环电路结构图；

图8为本发明再一实施例提供的一种基于锁频环的二阶广义积分器结构的锁相环电路结构图；

图9为本发明再一实施例提供的仿真1情况下四种锁相环性能对比图；

图10为本发明再一实施例提供的仿真2情况下四种锁相环性能对比图；

图11为本发明再一实施例提供的仿真3情况下四种锁相环性能对比图。

具体实施方式

下面结合附图和实施例，对本发明的具体实施方式作进一步详细描述。以下实施例用于说明本发明，但不用来限制本发明的范围。

参考图1，为本发明一实施例提供的一种基于锁频环的二阶广义积分器结构，所述结构包括；二阶广义积分器1、基于二阶广义积分器的锁频环2和一个反馈回环3。

其中，所述二阶广义积分器(secondordergeneralizedintegrator，简称sogi)1用于接收单相电网的电压输入信号，输出第一正交信号和第二正交信号。

其中，所述电压输入信号包括输入电压信号和输入频率。

其中，所述基于二阶广义积分器的锁频环用于2，根据所述第一正交信号，获取调整频率和第三正交信号和第四正交信号；

其中，所述反馈回环3用于将所述调整频率反馈至二阶广义积分器，作为新的输入频率。

具体的，参考图2，图2示出二阶广义积分器结构图，其中vi是输入信号，是谐振频率，va和vb是输出的正交信号。根据图2可知二阶广义积分器的传递函数如下

式中，vi为所述电压输入信号，为谐振频率，s为时域，k取值为1。

其中，ga(s)展示了以为中心频率的带通滤波效果，gb(s)则展示了低通滤波效果。如果估计频率等于输入频率，那么第一输出信号va会与输入信号基波同幅值、同相位，而第二输出信号vb则与输入信号基波同幅值但会产生90°相位差，即基波的正交信号。

由于图1所示的二阶广义积分器结构通对应的锁相环中需要包含dq变换和pi控制，但是，如果能够提取理想的输入信号基波及其正交信号，二阶广义积分器就可以直接实现锁相功能，而不再需要dq变换和pi控制。输入信号的幅值和相角可以通过二阶广义积分器的输出信号计算得出，其中，计算公式为：

式中，θ为输入信号的相角，a为输入信号的幅值。但是式(3)并不能在实际应用中直接用于计算，因为根据传递函数ga(s)与gb(s)可知，传统二阶广义积分器只能部分削弱谐波干扰。如果输入信号中仍存在大量谐波，将会导致输出信号va和vb中存在谐波干扰，使式(3)的计算发生误差。所以需要进一步加强二阶广义积分器滤除谐波的能力从而使式(3)能够直接用于电网同步信号的计算。

除谐波过滤能力之外，二阶广义积分器仍有其他两个因素影响着式(3)的锁相精度。

一个因素是输出信号vb对直流分量敏感。传递函数gb(s)展示了低通滤波效果，则输入信号vi中的直流分量几乎毫无衰减地出现在vb中。因此，如果输入信号中存在直流分量，那么式(3)的相角计算会出现严重误差。

另外一个因素是二阶广义积分器对频率偏移敏感。由传递函数的波特图可知，如果输入信号频率与二阶广义积分器谐振频率不同，那么输出信号与输入信号间就会存在相角误差。为了解决二阶广义积分器对频率偏移敏感的问题，在此基础上引入了锁频环(sogi-fll)。

参考图3，图3为本发明一实施例提供的基于二阶广义积分器的锁频环结构图，锁频环实时调整谐振频率，因此基于二阶广义积分器的锁频环不再对频率偏移敏感。但是基于二阶广义积分器的锁频环仍对直流分量敏感，甚至比二阶广义积分器更敏感。因为锁频环受vb控制，vb中的直流含量会进一步影响锁频环，影响被跟踪的频率，从而对二阶广义积分器产生更严重的影响。

基于二阶广义积分器的锁频环的另一个缺点是它对输入信号幅值变化的敏感。如图2所示，锁频环的控制信号ζ是正交输出信号vb与误差信号εv的乘积，因此，控制信号会受输入信号幅值变化的影响，进而锁频环的频率估计和输出信号会受到输入信号幅值变化的影响。

基于上述的二阶广义积分器和基于二阶广义积分器的锁频环，如图1所示，基于锁频环的二阶广义积分器由三部分组成，第一部分是二阶广义积分器，第二部分是基于二阶广义积分器的锁频环，第三部分为反馈回环，第一部分的输出信号va是第二部分的输入信号。在反馈回环中，锁频环调整频率ω'反馈至第一部分，当输出的调整频率ω'与输入的频率相同时，将此时的输出信号va'和vb'作为最终的输出信号。

加强型二阶广义积分器的传递函数和如公式(4)和公式(5)所示：

ga'(s)＝ga(s)·ga(s)(4)

gb'(s)＝ga(s)·gb(s)(5)

由图4可见，与二阶广义积分器相比，ga'(s)和gb'(s)对直流分量的过滤能力增长至-60db和-30db，因此可以认为，输入信号和中所含的直流分量得到了大幅度衰减，同时，消除直流分量影响的会带来更准确的频率跟踪。

除上述改进，在新提出的加强型二阶广义积分器中，本实施例提出了新的锁频环，能够不再受输入信号幅值变化的影响。新的锁频环结构如图5所示

如果输入信号频率与二阶广义积分器的谐振频率不同，输出信号与输入信号间就会产生相角差。假设输入信号为vi＝asin(θ)，输出信号为va＝asin(θ+δθ)和va＝acos(θ+δθ)，其中a是输入信号幅值，δθ是输出信号与输入信号间的相角差，此时可以定义一个新的信号η如下：

公式(6)表示信号η含有直流分量δθ/2和正弦分量(δθ/2)cos(2θ+3δθ/2)，其中只有直流分量δθ/2影响锁频环。再定义tan^-1(η)是锁频环的控制信号，其中tan^-1()用于限幅。

通过此结构，提高了对电压信号中直流分量的过滤能力，同时提高了针对输入信号含有直流分量时的锁相精度，相比传统的二阶广义积分器具有更好的谐波过滤能力。

参考图6，图6为本发明又一实施例提供的一种基于锁频环的二阶广义积分器结构的锁相环同步方法流程图，所述方法包括：

s1，接收单相电网的电压信号，将所述信号输入到互相并联的第一基于锁频环的二阶广义积分器结构，第二基于锁频环的二阶广义积分器结构和第三基于锁频环的二阶广义积分器结构，从所述第一基于锁频环的二阶广义积分器结构中获得所述取调整频率和所述第三正交信号和第四正交信号；

s2，将所述调整频率作为新的输入频率输入到所述第一基于锁频环的二阶广义积分器结构中，同时将2倍调整频率作为新的输入频率输入到所述第二基于锁频环的二阶广义积分器结构中，将3倍调整频率作为新的输入频率输入到所述第三基于锁频环的二阶广义积分器结构中；

其中，所述第二基于锁频环的二阶广义积分器结构和第三基于锁频环的二阶广义积分器结构输出的相角值作为第一基于锁频环的二阶广义积分器结构的输入相角。

具体的，基于锁频环的二阶广义积分器结构的锁相环具体结构如图7所示，包括三个并联的基于锁频环的二阶广义积分器，其中，第一个基于锁频环的二阶广义积分器用来提取基波的正交信号，另外两个用于过滤二次及三次谐波。

通常的，输入信号vi会受到低次谐波的影响，例如二次谐波和三次谐波。尽管图7结构的锁相环滤除了大部分高次谐波，但该锁相环仍有很高的低次谐波通过率，所以需要优化结构滤除低次谐波。将并联的加强型锁相环谐振频率设定为谐波的频率，可用于滤除谐波。一个并联加强型锁相环用于滤除一种谐波，并联结构越多，谐波过滤能力越强，但同时也会带来更为复杂的结构。为兼顾谐波过滤能力与结构复杂程度，本实施例提供了两个并联的基于锁频环的二阶广义积分器，输入频率分别为第一基于锁频环的二阶广义积分器输出频率的2倍和3倍，从而滤除输出信号中的低次谐波。

输入信号的频率与第一基于锁频环的二阶广义积分器的输出频率相同时，则此时的输出信号va'和vb'可以被认为是理想的基波及其正交信号。那么输入信号的相角、幅值和频率可按下式计算：

通过此方法，提高了对电压信号中直流分量的过滤能力，同时提高了针对输入信号含有直流分量时的锁相精度。

在上述实施例的基础上，还包括将所述第三正交信号输入到所述第一基于锁频环的二阶广义积分器结构串联的第四基于锁频环的二阶广义积分器，获得第五正交信号和第六正交信号；

其中，所述第四基于锁频环的二阶广义积分器的输出频率作为所述调整频率，作为新的输入频率输入到所述第一基于锁频环的二阶广义积分器结构中。

具体的，为进一步滤除谐波并提高锁相精度，本实施例在图8的基础上，串联了一个基于锁频环的二阶广义积分器，在这个串联的基于锁频环的二阶广义积分器中，以va'作为输入信号，从而获得第五正交信号和第六正交信号，表1示出了二阶广义积分器图7提供的锁相环和图8提供的锁相环的谐波通过百分比,

表1，不同锁相环的谐波通过率

在表1中，p1、p2和p3分别代表二阶广义积分器、图7提供的i型锁相环和图8提供的ii型锁相环的谐波通过率，在i型锁相环和ii型锁相环中，二次和三次谐波被两个并联加强型锁相环过滤，因此可以认为二次和三次谐波的通过率接近于零。在i型锁相环中仍存在6.68％,4.22％,2.88％,2.09％的四次、五次、六次及七次的高次谐波。而在ii型锁相环中，四次、五次、六次及七次的高次谐波通过率下降至0.90％,0.41％,0.21％和0.12％。因此，ii型锁相环比i型锁相环具有更好的谐波过滤能力。

在本发明的再一实施例中，在matlab环境下进行仿真，采样频率设定为3200hz，标称频率设定为50hz。将图8提供的ii型锁相环，图7提供的i型锁相环、现有技术中的二阶广义积分器的锁相环sogi-pll以及基于固有频率二阶广义积分器的锁相环ffsogi-pll进行对比，锁相环的pi控制参数设定为ki＝7878，kp＝137.5仿真开始时输入信号为理想的正弦电压信号，锁相环工作正常。随后，在t＝0.4s时加入相位跳变，频率跳变，电压凹陷，噪声，直流分量及谐波。

在仿真1情况下，图9示出了在t＝0.4s时加入60°相位跳变，0.2hz频率跳变，0.04pu的三次谐波，0.03pu的二次谐波，和0.02pu的五次、七次、九次、十一次谐波。总谐波失真为6.4％的情况下，四种锁相环的性能对比情况。

在仿真2情况下，图10示出了在t＝0.4s时加入60°相位跳变，0.2hz频率跳变，0.3pu的二次、三次、四次、五次、七次、九次谐波，总谐波失真为73.4％的情况下，四种锁相环的性能对比情况图。

在仿真3情况下，图11示出了在在仿真1的基础上，于t＝0.4s加入20％基波幅值的直流分量，50％的电压凹陷和信噪比为50db的噪声。时的四种锁相环的性能对比情况图。

通过图9，图10和图11的对比，在抗干扰性方面，sogi-pll和ffsogi-pll都对直流分量、电压凹陷和严重谐波干扰敏感，而esogi-pll1对严重谐波敏感。但是esogi-pll2在仿真1-3的任何干扰下都有很好的抗干扰性。

在暂态响应速度方面，ffsogi-pll、sogi-pll和esogi-pll1的响应速度基本相同，但esogi-pll1保证了更高的稳态响应精度。

在稳态响应速度方面，esogi-pll2在各类干扰下仍具有最高的稳态响应精度。sogi-pll、ffsogi-pll和esogi-pll1的相位误差随着干扰的增多而变大，在存在严重谐波干扰的情况下，误差可以达到3-4°。sogi-pll在存在直流分量时无法进行所向。而esogi-pll2的稳态误差无论在何种电网条件下始终能保持在0.2度以内。很显然，esogi-pll2具有最高的稳态精度。

本发明提出的一种基于锁频环的二阶广义积分器结构的锁相环同步方法二阶广义积分器的串联实现对谐波和直流分量的抑制。基于不同组合方式，称作i型锁相环与ii型锁相环，不使用dq变换和pi控制器，而是直接跟踪输入的交流信号，保证了更快的动态响应速度，此外，根据i型与ii型锁相环结构的传递函数分析，使得锁相环具有更好的抗干扰能力和更高的稳态精度，能够实现更快的暂态响应速度、更高的稳态响应精度，以及在各种干扰尤其是谐波与直流分量下的高度抗干扰性。可以用于各类污染电网工况下的电网信号同步

最后，本申请的方法仅为较佳的实施方案，并非用于限定本发明的保护范围。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。