半桥谐振转换器、使用它们的电路、以及对应的控制方法与流程

本发明涉及半桥谐振转换器的使用。举例来说，这种谐振转换器可被用于形成功率转换器的一部分以提供ac/dc转换、提供dc/dc转换、提供具有功率因数校正的ac/dc转换、或提供dc/ac转换(即逆变)。

背景技术：

所谓的谐振转换器具有谐振电路，该谐振电路可以是串联或并联或串并联谐振电路。当配置转换器时，一个目标是保持低损耗。例如，包括具有两个电感和一个电容的llc串并联谐振电路的谐振转换器是众所周知的。这种转换器具有的优点为具有相对低的切换损耗的节能操作是可能的。

众所周知，谐振llc转换器可用于led驱动器内。转换器可以被配置或被操作为恒流源或恒压源。恒流源可被用于直接驱动led装置，从而使能单级驱动器。例如，恒定电压源可以被用于具有另外的驱动电子器件的led模块，以便利用来自由恒压源所提供的输出电压的预定电流来确保到led的对应电源。

llc转换器包括用于控制转换操作的切换装置(其与栅极驱动装置一起一般地被称为逆变器)，并且使用反馈或前馈控制来控制该切换，以便生成所需的输出。

在功率转换器内所实施的另一功能是功率因数校正(pfc)，该功率转换器被供应有市电(或其他ac)功率。ac电力系统的功率因数被定义为流到负载的实际功率与电路中的视在功率的比率。功率因数小于1意味着电压和电流波形不同相，从而降低了两个波形的瞬时乘积。实际功率是电路在特定时间内执行工作的能力。视在功率是电路的电流和电压的乘积。归因于被存储在负载中并返回到源的能量，或者归因于非线性负载使得从源汲取的电流的波形失真，因此视在功率将大于实际功率。

如果电源以低功率因数操作，则负载将为相同数量的有用功率(而不是更高功率因数)汲取更多电流。

使用功率因数校正可以增加功率因数。对于线性负载，这可能涉及使用电容器或电感器的无源网络。非线性负载通常需要有源功率因数校正以抵消失真并提高功率因数。通过供应相反符号的无功功率、增加用以消除负载的电感或电容效应电容器或电感器，功率因数校正使ac电源电路的功率因数接近1。

有源pfc利用功率电子设备来改变由负载所汲取的电流的波形，以提高功率因数。有源pfc电路可以例如基于降压、升压、或降压-升压切换的模式转换器拓扑。有源功率因数校正可以是单级或多级。

在切换的模式电源的情况下，pfc升压转换器例如被插在桥式整流器与市电存储电容器之间。升压转换器试图在其输出处维持恒定的dc总线电压，同时汲取与线路电压始终同相且频率相同的电流。电源内部的另一切换的模式转换器从dc总线产生所需的输出电压或电流。

归因于它们非常宽的输入电压范围，许多具有有源pfc的电源可以自动地调节以在ac电源(例如，从约110v至277v)上操作。

功率因数校正可以被实施在专用功率因数校正电路(被称为预调整器)中，例如被放置在(市电)电源与开关模式功率转换器之间，然后驱动负载。这形成了双级系统，并且这是高功率led应用的通常配置(例如，超过25w)。功率因数校正可以替代地被集成到开关模式功率转换器中，然后形成单级系统。

在这种情况下，存在单一谐振回路和切换装置，然后实施功率因数校正以及输入和输出之间转换比的控制两者，以便维持被传递到负载的所需的输出(就led驱动器而言，为电流)。

llcdc/dc转换器或者在dc电源电压下操作(例如，在电信或数据中心应用中的48v)，或者它们被用作市电供电电源或两级led驱动器的第二级，其中前端级(功率因数校正预调整器)提供功率因数校正，并且还生成形成用于llc的dc输入电压的稳定的总线电压。

谐振ac/dc转换器的一个示例被示出在图1中。

该电路包括dc输入端子2(在图1及所有其他图中被标记为b)，其连接到具有第一功率开关28和第二功率开关30的半桥。第一开关和第二开关可以是完全相同的，并且半桥可以例如以对称的50％占空比操作。这些开关可以是场效应晶体管的形式。

谐振回路电路25被连接到开关节点，在图1及所有其他附图中的两个开关28、30之间、被标记为x。

每个开关具有由其栅极电压所控制的操作时序。为此目的，存在控制块31(包括低压电源)。块31接收用于控制栅极电压的控制信号ctrl和电源电压sup。反馈(未示出)被用于确定开关28、30的控制时序。谐振回路电路25的输出连接到整流器32，然后连接到负载，与平滑电容器cdc并联。

在转换器的操作期间，控制器31以特定频率和以互补方式控制开关。

图2示出了图1的电路的一个更详细的示例。

在该示例中，谐振回路25是llc谐振电路的形式，并且它可以被用于形成pfc级。因此，该电路可以通过具有受控的输出电压而被用作pfc预调整器。它还可以通过具有受控输出电流被用作单级led驱动器。

该电路包括市电输入10，其后是在输出处具有高频滤波电容器14的整流桥12。这生成了图1的输入端子2(节点b)的电源。

此示例示出了具有被隔离输出的转换器。为此目的，转换器包括初级侧电路16和次级侧18。在初级侧电路16与次级侧18之间存在电隔离。提供包括初级线圈20和次级线圈22的变压器以用于隔离。变压器具有磁化电感20，其也用作串联llc谐振电路的电感之一。llc谐振电路25具有第二电感24和电容(在该示例中被形成为两个电容器26和27)。

在llc电路中，电感和电容可以是以任何串联次序。电感器可以包括分立组件，或者它可以被实施为变压器的漏电感。

初级侧电路16包括半桥28、30和谐振回路电路25。

控制块31被示意性地示出为包括两个电压源。

次级侧18具有整流器32，整流器32被连接在次级线圈22的下游并且整流器32例如可以由二极管32a和32b的第一二极管装置以及二极管34a和34b的第二二极管装置所形成。

图2示出了全桥整流器和单一次级线圈，单一次级线圈在其端处耦合到整流器电路。低频率(例如，100hz)存储电容器cdc被连接在整流器的输出之间。led负载或其他输出级在该图中由电阻器表示。它包括一个或多个led。

因此，图2所示的电路是ac/dcpfc转换器，包括：ac输入10、整流器12、包括高侧开关(第一功率开关28)和低侧开关(第二功率开关30)的半桥逆变器，其中根据开关之间的开关节点x限定输出。自振荡llc电路20、24、26、27被耦合到输出。

图3示出了备选llc半桥拓扑结构，作为对图2的修改(并示出了dc/dc转换)，其中次级线圈22具有中心抽头，并且然后全波整流器32由两个二极管实施。llc电容器也被示出为单一组件35。

上文所示出的半桥转换器可以被用在ac/dc(单级)pfc转换器中，或者被用在dc/dc转换器中，或者被用在ac/dc转换器中，而不实施功率因数校正。在dc/dc转换器的情况下，简单地省略了整流桥12和滤波电容器14，如图1和图3中所示。半桥转换器也可以被用在dc/ac转换器中，即谐振半桥逆变器。谐振回路电路25也可以是其他类型，并且本发明不限于llc电路。

在dc/ac转换的情况下，负载被连接到谐振回路电路的输出，而在dc/dc或ac/dc转换的情况下，负载经由有源或无源整流器网络被连接到谐振回路电路。

半桥谐振转换器已被用于许多应用中，如用于照明应用的dc/ac转换器(例如，低压和高压放电灯电路)，以及dc/dc转换器(例如，dc电源和led驱动器)。

控制块31驱动两个功率开关28、30以交替的顺序导通和关断，其中小的非导通阶段(死区时间)被用于避免功率开关的跨导(crossconduction)。高栅极驱动信号接通一个开关并关断另一个开关，并且低栅极驱动信号关断一个开关并接通另一个开关。使用谐振半桥转换器的优点是在于流入开关节点x的电流相对于开关节点电压vx具有相位滞后，并且可以用以对开关的(寄生)输出电容在其将被接通前进行放电。

该方法被称为零电压切换(zvs)，并且归因于寄生输出电容而意味着零切换损耗。如果输出电流不够大或甚至为零并且进一步取决于操作条件(在半桥、输出和谐振电容器电压方面)，寄生输出电容的放电将部分或甚至完全由导致硬切换的功率开关实现。这导致切换损耗，该切换损耗取决于切换频率、开关的寄生输出电容、以及接通时寄生电容两端的电压。为了减少切换损耗，可以应用谷切换(valleyswitching,vs)，这使得开关以其两端的最小电压来接通。可以通过斜率检测机构的端来实施谷切换。零电压切换是谷切换的一种特殊情况，其中电压最小且为零。

为了避免开关接通的关键时序，如果使用双极结型晶体管，则可以将二极管与功率开关28、30反并联放置。对于mosfet，可以省略该反并联二极管，因为它内部已经具有体二极管。如果已经发生开关两端的电压放电之后开关没有被立即接通，则反并联二极管将开始导通，然后当开关最终被接通时，开关可以稍后接管。

零电压切换确保开关上两端的电压在其将被接通之前为零，从而消除了切换损耗，而切换损耗使高频(hf)操作成为可能。hf操作使得谐振回路电路中所使用的电容和电感组件的尺寸能够减小，这使得更小和更便宜的设计成为可能。

在这些电路中，被连接到整流市电(或其他dc输入)的第一功率开关28需要驱动信号，该驱动信号应该接近开关节点电压vx，开关节点电压vx的范围可以从接地到在端子2处高整流市电电压(或其他dc电压)，以用于接通和关断。这意味着需要水平移位器功能。

图4示出了用于此目的的驱动器变压器。存在两个次级线圈40、42，每个次级线圈40、42连接在功率开关28、30中的相应的一个功率开关的源极和漏极两端。次级线圈40相对于开关节点x设置第一功率开关28的栅极电压，并且次级线圈42相对于接地设置第二功率开关30的栅极电压。次级线圈具有相反的极性以提供互补切换。

图5示出了高电压水平移位集成电路50，其具有用于第一功率开关28和第二功率开关30的水平移位单元52和栅极驱动电路54、56。

举例来说，可以期望实施等于或甚至高于1mhz的切换频率并且其中最大整流市电电压为375v。该电压水平应该能够上升至至少500v，同时仍能防止在市电浪涌期间损坏开关和驱动电路。

所示的两个水平移位的实施方式具有缺点。

变压器水平移位器可被用于低频和高频操作，并且确实可以实现500v的隔离电压。然而，它汲取供应功率开关的栅极电荷所需的功率的四倍功率，并且变压器中不可避免的漏电感引起振铃。在低频应用的情况下，额外的功耗可能不是问题，但对于高频应用，附加的功耗将是一个问题。另外，可能需要的振铃抑制措施导致严重的接通/关断延迟，这在高频操作中可能是不可接受的。

高压ic水平移位器目前仅适用于低频操作，不高于约1mhz。

本发明涉及对用于生成控制信号并将控制信号施加到半桥转换器的功率开关的系统的改进，以解决上文所述问题。

us2012/0319744公开了一种半桥转换器，该半桥转换器包括变压器，该变压器具有被耦合在变压器的第一输入端子与初级绕组之间的高侧开关。低侧开关被耦合在第二输入端子与初级绕组之间。第一控制电路被耦合到第一输入端子和初级绕组，以在高侧开关关断时响应于相对于高侧开关两端的时间的电压变化的比率来控制高侧开关。第二控制电路被耦合到初级绕组和第二输入端，以在低侧开关关断时响应于相对于低侧开关两端的时间的电压变化的比率来控制低侧开关。

ep2980993公开了一种用于光源的操作设备，该操作设备包括具有栅极的可控开关。栅极驱动器电路被耦合到可控开关的栅极。栅极驱动器电路包括电感，该电感形成具有可控开关的栅极的电容的谐振电路。

us6222744公开了一种驱动电路，该驱动电路为逆变器中所使用的igbt和dmos晶体管的栅极驱动器提供隔离电源。驱动电路向接收控制电压的隔离栅极驱动器提供功率，并且响应于控制电压，使用来自驱动电路的功率以输出被耦合到隔离栅极双极晶体管的栅极控制信号。驱动电路包括：被耦合到电源电压的启动电路，被耦合到启动电路和电源电压的谐振电路，以及被耦合到启动电路和谐振电路的整流器电路，并且具有逻辑以输出被耦合到隔离栅极驱动器的功率信号，整流器电路还被耦合到公共节点处的隔离栅极驱动器。

技术实现要素：

本发明由权利要求限定。

根据本发明第一方面的示例提供了一种半桥谐振转换器，包括：

一对dc电压线，包括高压线和低压线；

半桥逆变器，包括串联在高压线与低压线之间的高侧开关和低侧开关，其中半桥逆变器的输出根据高侧开关与低侧开关之间的开关节点来限定；

谐振电路，被耦合到半桥逆变器的输出；

第一生成电路，用于根据高压线以及根据节点处的电压来生成第一电源电压，其中第一生成电路包括：

第一输入，用于接收节点与谐振电路之间的电压；

电荷泵电路，用于将第一输入处的ac电压转换为dc电压，并且将dc电压存储在第一输出电容器上，以作为处于第一电源电压处的第一生成电路的输出；以及

电源晶体管，处在高压线与第一生成电路的输出之间；

第二生成电路，用于根据低压线以及根据节点处的电压来生成第二电源电压；

第一控制电路，用于根据电反馈参数来生成用于控制高侧开关的切换的栅极驱动信号，其中第一控制电路具有在节点处的电压、以及大于开关节点处电压的第一电源电压，作为其参考电压电源；以及

第二控制电路，用于根据电反馈参数来生成用于控制低侧开关的切换的栅极驱动信号，其中第二控制电路具有低压线、以及大于低压线处的电压的第二电源电压，作为其参考电压电源。

第一控制电路和第二控制电路可以被认为是逆变器的一部分。

该转换器利用单独的电路为逆变器的两个功率开关生成栅极驱动信号，每个栅极驱动信号具有它们自己的电压域。以这种方式，电路可以主要使用低压组件，其中高压组件的数目被减少到最小。

一个电路以接地为参考，以及另一个电路以高侧开关与低侧开关之间的开关节点为参考。这消除了对驱动器变压器或高压集成电路的需要。两个控制电路可以被设计成在可能时提供零电压切换或者如果不是则提供谷切换，以便尽可能消除或减少切换损耗。

转换器优选地还包括：第一生成电路，用于根据高压线以及根据高压侧开关与低压侧开关之间的开关节点处的电压来生成第一电源电压；以及第二生成电路，用于根据低压线以及根据高压侧开关与低压侧开关之间的开关节点处的电压来生成第二电源电压。

以这种方式，根据两个电源电压以及高侧开关与低侧开关之间的开关节点处的电压得到每个控制电路的高电源电压。生成电路可以使用高压组件，但是然后所生成的电源电压使得控制电路能够被形成为低压电路。

在振荡稳定之前，可以仅在启动电路期间使用生成电路。一旦电路振荡，可以禁用生成电路的一部分。

第一生成电路可以包括：

第一输入，用于接收在(i)高侧开关与低侧开关之间的开关节点和(ii)谐振电路之间的电压；

电荷泵电路，用于将第一输入处的ac电压转换为dc电压，并且将dc电压存储在第一输出电容器上，以作为处于第一电源电压的第一生成电路的输出；以及

电源晶体管，处在高压线与第一生成电路的输出之间。

电源晶体管可以是所需的唯一的高压组件。它被用于在启动期间提供电源。然后，来自谐振电路的反馈电压(即第一输入)可被用于提供用于控制半桥开关的电源。

第二生成电路可以包括：

第二输入，用于接收谐振电路与低压线之间的电压；

电荷泵电路，用于将第二输入处的ac电压转换为dc电压，并且将dc电压存储在第二输出电容器上，以作为处于第二电源电压的第二生成电路的输出；以及

电源晶体管，处在(i)高侧开关与低侧开关之间的开关节点和(ii)第二生成电路的输出之间。

同样，电源晶体管可以是所需的唯一的高压组件，并且被用于在启动期间提供电源。然后，来自谐振电路的反馈电压(即第一输入)可被用于提供用于控制半桥开关的电源。

第一生成电路和第二生成电路可以采用被添加到变压器的专用辅助绕组(当一个被使用时)。而当相应的第二端子被连接到供应电压域的整流二极管的同时，这些可被认为是浮动高频ac电源电压，其与第一端子连接到接地(用于第一生成电路)或者到开关节点(用于第二生成电路)。

第一控制电路可以包括：

斜率检测电路的第一端，具有作为输入的高压线；

第一闭锁元件，由斜率检测电路的端触发，并且第一闭锁元件生成第一控制信号，以用于将高侧开关切换到第一状态；以及

第一信号发生器，用于生成用于将高侧开关切换到第二状态的第二控制信号。

在该电路中，第一状态可以是接通(on)状态。因此，由斜率检测的端生成接通(on)转换，这确保了开关将在其寄生输出电容两端的最小电压处接通。这使得zvs或vs能够被实施。

第一信号发生器可以具有用于控制第一状态的持续时间的参考输入。该参考输入可以由高压线与低压线之间的电阻分压生成。它控制高侧开关的接通(on)时间。

第二控制电路可以包括：

斜率检测电路的第二端，具有作为输入的开关节点；

第二闭锁元件，由斜率检测电路的端触发，并且第二闭锁元件生成用于将低侧开关切换到第一状态的第三控制信号；以及

第二信号发生器，用于生成用于将低侧开关切换到第二状态的第四控制信号。

同样，第一状态可以是接通(on)状态，而第二状态则是关断(off)状态。第二信号发生器例如具有用于根据电反馈参数控制第一状态的持续时间的反馈控制输入。

电反馈参数例如包括取决于由转换器递送到负载的输出电流的电压。

变压器可以被设置在谐振电路与输出负载之间。这样使得能够隔离输出。谐振电路例如包括llc电路。

本发明还提供了一种装置，包括：

如上文所定义的转换器；以及

输出负载。

该输出负载可以是一个或多个led的led装置。

根据本发明另一方面的示例提供了一种转换方法，包括：

使用栅极驱动信号来操作包括dc高压线与dc低压线之间的高侧开关和低压侧开关的半桥逆变器、以及提供来自高侧开关与低侧之间的开关节点的输出；

将半桥逆变器的输出提供给谐振电路；

使用第一控制电路生成栅极驱动信号，用于根据电反馈参数来控制高侧开关的切换，其中第一控制电路具有在高侧开关与低侧开关之间开关节点处的电压，以及大于在高侧开关与低侧开关之间的开关节点处电压的第一电源电压，作为其参考电压电源；

根据dc高压线以及根据节点处的电压生成第一电源电压，包括以下方法步骤：

接收处在节点与谐振电路之间的电压；

将第一输入处的ac电压转换为dc电压，并且将dc电压存储在第一输出电容器上，以作为输出；以及

使用第二控制电路生成栅极驱动信号，用于根据电反馈参数来控制低侧开关的切换，其中第二控制电路具有低压线、以及大于处于低压线电压的第二电源电压，作为其参考电压电源的。

该方法利用单独的电路，以用于生成用于逆变器的两个功率开关的栅极驱动信号，每个栅极驱动信号具有它们自己的电压域。以这种方式，电路可以主要使用低压组件，其中高压组件的数目被减少到最小。

该方法还可以包括根据高压线以及根据开关之间的开关节点处的电压来生成第一电源电压，和根据低压线以及根据开关之间的开关节点处的电压来生成第二电源电压。

附图说明

现在将参考附图详细描述本发明的示例，其中：

图1示出了半桥谐振转换器的总体架构；

图2示出了被用于形成pfc级的谐振ac/dc转换器的半桥谐振转换器的一个更具体示例。

图3示出了被用于谐振dc/dc转换器的半桥谐振转换器的另一更具体的示例。

图4示出了用于生成栅极驱动信号的第一已知水平移位装置。

图5示出了用于生成栅极驱动信号的第二已知水平移位装置。

图6以示意图形式示出了根据本发明的电路的一个示例；

图7更详细地示出了根据本发明的电路的一个示例；

图8示出了高侧控制电路的实施方式的一个示例；

图9示出了用于操作图8的电路的时序图；

图10示出了低侧控制电路的实施方式的一个示例；

图11示出了用于操作图10的电路的时序图；

图12示出了高侧电源生成电路的实施方式的一个示例；以及

图13示出了低侧电源生成电路的实施方式的一个示例。

图14示出了可以使用本发明的转换器的ac/dcllc转换器电路的另一示例；以及

图15更详细地示出了图14中用于单一阈值电压实现的控制器。

具体实施方式

本发明提供一种半桥谐振转换器，包括具有高侧开关和低侧开关的半桥逆变器，其具有根据高侧开关与低侧开关之间的开关节点所限定的输出。输出连接到谐振电路。存在单独的控制电路，以用于根据电反馈参数生成用于控制高侧开关和低侧开关的切换的栅极驱动信号，每个栅极驱动信号具有不同的参考电压源。

图6示出了使用半桥拓扑结构的转换器，其具有llc谐振回路电路25和由两个局部控制电路所控制的全波整流器32。

该转换器由一对dc电压线供电，该dc电压线包括dc高压线60(节点b)以及低压线62，例如接地。如在上文的示例中，半桥逆变器包括在高压线60与低压线62之间串联的高侧开关28和低侧开关30。半桥逆变器的输出根据高侧开关与低侧开关之间的开关节点x来限定。

第一控制电路64根据电反馈参数生成用于控制高侧开关28的切换的栅极驱动信号(如下文所讨论)。第一控制电路64具有开关节点x处的电压，以及大于开关节点x处电压的第一电源电压65，作为其参考电压电源。如下文所解释，第一电源电压是在电路振荡之前根据市电电源生成，但它在振荡期间由来自谐振电路的反馈生成，从而节省了功率。

第二控制电路66再次根据电反馈参数生成用于控制低侧开关30的切换的栅极驱动信号，其中第二控制电路66具有低压线62，以及大于处在低压线处电压的第二电源电压67，作为其参考电压电源。同样，第二电源电压是在电路振荡之前根据市电电源生成，但是它在振荡期间由来自谐振电路的反馈生成，从而节省功率。

反馈可以直接控制仅一个开关的时序。然而，它将间接控制另一个，因为在两个开关之间存在切换序列。因此，整个控制块31可以被认为是控制电路64和66的组合，并且反馈控制(所示为输入fb)被控制器使用。通常基于频率控制电路或基于自振荡谐振回路电路25的阈值检测来控制切换频率。

这种装置避免了对水平移位器变压器的需要，并且还通过使用局部被连接到两个开关的单独的低压电路系统来实现高频操作。

图7更详细地示出了电路的一个实施方式。

第一生成电路70被用于根据高压线60以及根据开关节点x处的电压来生成第一电源电压65。第二生成电路72被用于根据低压线62以及根据开关节点x处的电压来生成第二电源电压67。

第一生成电路70具有用于接收开关节点x(vx)与谐振电路之间的电压suphs的第一输入71。如图所示，根据串联输出电容器74与谐振电路之间的开关节点得到该高侧电源电压suphs。

电容器74和76用作相对于谐振电容器cs的电容分压器。例如，如果cs两端的峰值到峰值电压为500v且cs为1nf，则电容器74可以是大约20nf，以实现电源的最大电压降约为25v，取决于电荷泵阻抗(电荷泵在下文中参照图12解释)和负载，这实际上在第一电源电压65(lvhs)处变成较低值。电压suphs是相对于开关节点x的ac电压。

一旦电路振荡，该电压被用于生成用于控制高侧开关的切换的电源。

第二生成电路72具有用于接收谐振电路与低压线62之间的低侧电源电压supls的第二输入73。具体地，该低侧电源电压supls根据谐振电路与低侧串联电容器76之间的开关节点，该电容器然后连接到低压线62。

一旦电路振荡，该电压被用于生成用于控制低侧开关的切换的电源。

该装置通过使用斜率端触发动作来实现谷切换，如下文更详细地解释的。这是使用高压线60与第一控制电路64之间的电容器78(conhs)，以及开关节点x与低侧控制电路66之间的电容器79(conhs)来实施。

高侧控制电路64凭借电容器74和第一生成电路70接收来自谐振回路电路的功率，并且低侧控制电路66凭借电容器74和第二生成电路72接收来自谐振回路电路的功率。在振荡开始发生之前，两个局部电源都需要由备选装置上电，以及对每个都需要高压晶体管。这些高压晶体管位于生成电路70、72内部，如下文所示。

除了每个生成电路内部的斜率端感测电容器78、79以及高压电源晶体管之外，所描述的所有电路系统可以使用低压分立组件、低压ic、或两者的组合来实施。

电容器装置(conhs、conls)被用于确保功率开关在其自身(寄生)输出电容两端的最小电压处被接通。这意味着当在互补功率开关关断时存在足够大的电流时，零电压切换。

使用开关节点电压(vx)信息并凭借电阻器rss1和rss2建立高侧驱动电路与低侧驱动电路之间的通信。这些在高压线与低压线之间形成分压器，在端子b处提供1：2的分压。输出被用作比较平均开关节点电压的参考，以及因此该平均值被控制为节点b处电压的一半。这提供了平衡控制。

接通信号不被直接传输，而是先前的关断信号导致开关节点换向，而换向继而由另一个电压域感测。其次，开关节点平均电压由一个域明确地控制，这意味着与另一个域相同的接通时间，但没有在电压域之间直接传输任何接通时间信号。

在所示的示例中，由电阻器rss1和rss2所生成的电压被用于控制高侧开关28的接通时间。然后通过反馈系统所控制的低开关的接通时间。将反馈电压vctrl与参考水平vset进行比较，以提供基于误差的反馈控制。在该示例中，反馈电压vctrl与转换器的输出电流iout成比例。输出电流iout对被连接在led+与led-之间的led串供电，以及提供100hz脉动抑制(ripplereduction)的输出滤波电容cdc。

应注意，可以交换低开关和高开关控制的作用。

反馈电压是响应于输出电流iout的输出电阻器rout两端的电压，以及电压vctrl被控制为等于参考vset。因此，该控制环路控制转换器iout的输出电流。

使用这些局部驱动电路的优点在于，除了在每个功率开关两端的几个pf的小且廉价的电容器(例如，500v电容器(即，电容器78、79))之外，仅涉及便宜且快速的低电压组件来控制和驱动局部功率开关。这导致两个功率开关的自动zvs(零电压切换)或vs(谷开关)。附加地，简单且廉价的局部补充低压电源源自使用低压组件的谐振回路电路。然后，在振荡开始之前，可以供应初始电源电压，例如，经由能够处理几ma的低成本500vbjt(双极结型晶体管)。可以替代地使用mosfet。

除少一些高压组件外，局部控制电路可以使用低压ic工艺集成(例如，10v至25v)。相同的ic可以被使用两次以用于驱动高侧栅极和低侧栅极。可以选择相应的控制任务，例如，经由外部组件。

图8示出了高侧(第一)控制电路64的一个实施方式，以及图9示出了使用波形的操作。

第一控制电路包括斜率检测电路80的第一端，其具有作为输入的高压线(节点b)。第一锁存器元件82(在该示例中以d型触发器的形式)由斜率检测电路80的端触发，并且生成第一控制信号hs_on，以用于将高侧开关切换到第一on状态。它被提供给触发器的时钟输入。

第一信号发生器84被用于生成用于将高侧开关切换到第二状态的第二控制信号hs_off。其反向被提供给触发器82的(反向)复位输入。第一信号发生器84具有来自电阻分压器rss1、rss2的参考输入，以用于控制第一状态的持续时间。

以这种方式，高侧控制电路64使用由电容器78和二极管以及电阻器电路(dneg、dpos、doff和rclk)所形成的斜率检测机构的端，其将正边沿触发的触发器82在vb,x(即，vb相对于vx)的负斜率的端处触发接通(on)，并且经由来自触发器82的输出(gate_hs)将高侧功率开关28接通。

高侧功率开关28通过控制信号hs_off以提供平衡的方式被关断。

图9示出了出现在电路中的控制信号。

第一个正脉冲vb,x是随着高侧关断(off)和低侧接通(on)，使得vx被低侧开关拉低，因此vb大于vx。只有在高侧开关为关断(off)后，低侧开关才会被接通(on)，如图所示。

电压vb,x的负斜率的开始(由关断低侧，ls_off所引起)拉低hs_on(相对于开关节点x处的电压)，并且下一个上升边沿仅出现在斜率的端。一旦高侧开关被接通(on)，电压vb,x就下降到零。

图10示出了低侧(第二)控制电路66的一个实施方式，以及图11示出了使用波形的操作。

第二控制电路包括斜率检测电路90的第二端，其具有作为输入的开关节点x。再次以正边沿触发的d型触发器的形式的第二锁存器元件92由斜率检测的端计时，并且其生成用于将低侧开关切换到第一(接通，on)状态的第三控制信号ls_on。

第二信号发生器94被用于生成用于将低侧开关切换到第二状态的第四控制信号ls_off。它的反向被提供给触发器92的(反向)复位输入。第二信号发生器94接收用于根据反馈来控制第一(接通，on)状态的持续时间的反馈控制输入vctrl。

因此，低侧控制电路66还使用由电容器79和二极管以及电阻器电路(dneg、dpos、doff和rclk)所形成的斜率检测机构的端，其触发处在开关节点电压vx上的负斜率的端的正边沿触发的触发器接通(on)，以及经由触发器输出gate_ls将低侧功率开关30接通(on)。

图11示出了出现在电路中的控制信号。

vx的第一次下降是随着高侧关断(off)和低侧接通(on)，使得vx被低侧开关拉低。

电压vx的负斜率的开始(由关断高电侧，hs_off所引起，参见图9)拉低ls_on，并且下一个上升边沿仅在斜率的端处出现。一旦低侧开关被接通(on)，电压vx就下降到零。开关节点x处的电压的上升由ls_off信号所触发，该ls_off信号关断低侧开关，其中时序是基于由第二信号发生器94所实施的反馈控制。

图12示出了第一(高侧)生成电路。它包括在高压线(节点b)与第一生成电路的输出lvhs之间的电源晶体管120。电荷泵电路122被用于将第一输入处的ac电压suphs转换为dc电压，并且将dc电压存储在第一输出电容器co上，以作为处于第一电源电压的第一生成电路的输出。用于电路的低压轨是开关节点x。

第二(低侧)生成电路是相同的，但是操作在不同的电压域中。它在开关节点x与第二生成电路的输出lvls之间具有电源晶体管130。

电荷泵电路132被用于将第二输入supls处的ac电压转换为dc电压，并且将dc电压存储在第二输出电容器co上，以作为处于第二电源电压的第二生成电路的输出。用于电路的低压轨是低压线62。

因此，在两种情况下，局部电源都具有高压低电流晶体管(bjt或mosfet)，其在振荡开始出现之前对输出电容器co充电。控制到晶体管的栅极信号gate_lsgate_hs被控制以在振荡开始时关断晶体管。

以这种方式，晶体管可以被认为是用于启动的初级电源，并且来自谐振电路的反馈提供次级电源，一旦电路处于振荡状态就使用该次级电源。

电荷泵将输入电容器(csl或csh)两端的ac峰值到峰值电压转换为co两端的dc电压。由二极管124、134表示的齐纳功能在电源过量的情况下限制输出电压。

如上文所提及，转换器可以被用在ac/dc转换器、dc/dc转换器、或dc/ac转换器内。它可以被用在前端pfc电路中。

llc转换器的前端pfc应用对逆变器开关装置的反馈控制提出了若干问题，这些问题不能通过常规的频率控制方法来掌握。这主要与高增益比率要求有关。增益比率是最大增益与最小增益之间的比率。

如果代替切换频率，可以放宽增益比率问题，llc状态变量的阈值被用作用于控制输入电流的操纵变量。例如，可以为llc回路的电容器两端的电容器电压设置阈值电压。备选地，也可以使用变压器电压或变压器输入电流。

图14示出了使用电容器电压作为控制变量的ac/dcllc转换器电路。

如图1所示，该电路具有ac市电输入10，接着是整流器12。半桥逆变器的开关28、30由栅极驱动器140控制，栅极驱动器140由控制器142控制。控制器输出栅极驱动信号gs。

控制器利用阈值配置，在该示例中，阈值是阈值(或参考)电容器电压vc_ref。控制器142接收被测量的量，即实际的谐振电容器电压vc，并且处理栅极驱动器140的切换方案，栅极驱动器140继而控制逆变器28、30以及开关节点电压vx(即，在半桥逆变器的输出处的电压)。

因此，控制器具有外控制环路144，以用于根据该示例中的输出电压vo以及输入电压vm和输入电流im来设置电反馈参数(电容器电压)的阈值水平；以及内控制环路142，以用于将电反馈参数与阈值进行比较以导出栅极驱动信号。

外控制环路144实施输出控制以及实施pfc，并且内控制环路142得到切换控制信号。

图15更详细地示出了控制器142。通过比较器150将被测量的电容器电压vc与参考vc_ref进行比较，并且比较结果被用于复位触发器152，触发器152生成用于栅极驱动器140的输出。延迟元件154提供延迟设置脉冲，使得复位操作具有固定的持续时间(其是触发器的时钟速度的函数)。

该反馈系统包括由内控制环路142所实施的高频控制环路。

外低频控制器144接收市电电压vm，实际市电电流im和输出电压vo及其设置点vo_ref，并且根据功率因数需要处理切换单元的vc_ref的操纵值。

在此示例中，仅存在与状态变量(此处为vc)进行比较的一个阈值(vc_ref)。如果状态变量超过阈值，则控制器142中的触发器152被复位并且逆变器经由栅极驱动器被关断，即，开关节点电压被设置为其最小值。

在关断事件后的一定时间，逆变器再次被接通。该时间适于造成对称操作，即，在开关节点的占空比为0.5时。

电容器电压是状态变量的一个示例，其被用作用于控制逆变器切换的控制输入。备选状态变量为变压器电压。该方案类似，但符号必须被改变。例如，如果超过阈值，则控制器142中的触发器152必须被接通。

在另一方案中，存在两个阈值。一旦状态变量超过第一上限阈值，则逆变器就被关断(接通)，以及如果状态变量经过第二阈值，则逆变器被接通(关断)。这里，第二阈值是第一阈值和输入电压的函数。

以这种方式，控制电路适于设置用于接通栅极驱动信号的电反馈参数的第一阈值，以及设置用于关断栅极驱动信号的电反馈参数的第二阈值。

代替使用变压器作为隔离装置，也可以使用隔离电容器。例如，通过使用逆变器开关节点与变压器之间的额外的隔离(例如，dc阻隔)电容，以及另一初级侧绕组端子与谐振电容器的中点之间的另一个电容器。

备选地，为了节省组件，谐振电容器也可以被设计用于与市电电压(y电容器)隔离。这里，上文提及状态变量(vc)不能再被直接访问，而是可以通过测量电流并将电流整合到隔离电容器中而得到。

在这些配置中的任何配置中，变压器不需要被隔离并且可以被简化，这取决于电路的最终用途。

存在各种驱动方案可被用于驱动高侧开关和低侧开关。此外，谐振器可以是自振荡的，或者它可以由频率控制电路驱动。

一般地，需要控制方案来将开关28、30驱动到它们的接通和关断状态，使得输出电压或电流被调整到某个期望值或值的范围，并且pfc电路也用以实施功率因数校正。

为了最好地利用动力系统并实现最大效率，期望对称地(至少在满负载时)操作转换器并且在次级侧均等地加载变压器和整流器。对于具有中心抽头输出绕组的变压器，在匝数比和泄漏方面是对称的，如果半桥(即，其开关节点)的占空比被保持在50％，则可以确保次级侧对称。

控制方案必须处理基本上存在四种转变：

1.接通高侧mosfet28；

2.接通低侧mosfet30；

3.关断高侧mosfet28；

4.关断低侧mosfet30。

存在几种已知的方案可被用于实现这一目的。

a.von-voff是一种控制方案，其中当某个状态变量跨过某个阈值电压(von)时启动转变编号4。在此之后，控制在开始转变1之前等待一定时间(即，死区时间)。这个死区时间确保不会发生跨导或击穿。半桥现在处于接通状态。最终，相同或不同的状态变量将跨过第二阈值(voff)，并且将启动转变编号3。与转变到半桥接通状态一样，然而在启动转变编号2之前将存在一个死区时间。半桥现在处于关断状态，然后程序从头开始并持续下去。两个阈值的实际值由外控制环路所确定，以便产生正确的输出。这是一种von-voff方案，其中电压阈值控制接通和关断。

b.von-ton是一种控制方案，其中当某个状态变量跨过某个阈值电压(von)时启动转变编号4。与情况a一样，允许死区时间在开始转变编号1之前通过。基于特定时间间隔逝去，启动转变编号3。这可以是固定间隔或受控间隔。在死区时间逝去之后，启动转变编号2，然后程序从头开始并持续下去。电压阈值的实际值由外控制环路所确定，以便产生正确的输出，并且可以动态地固定或控制时间阈值。这是von-ton方案，其中电压阈值控制接通(在死区时间之后)，然后控制半桥接通时段的持续时间。

c.voff-toff类似于情况b，不同之处在于电压和时间阈值分别限定了半桥的关断和接通转变。当某个状态变量跨过某个阈值电压(voff)时，启动转变编号3。在开始转变编号2之前允许死区时间通过。基于特定时间间隔逝去，启动转变编号4。在死区时间已过之后，启动转变编号1，然后程序从头开始并持续下去。与情况b一样，电压阈值的实际值由外控制环路所确定，以便产生正确的输出，并且时间阈值可以动态地固定或控制。这是一种voff-toff方案，其中电压阈值控制关断并控制半桥关断时段的持续时间(即在关断高侧mosfet与在持续时间和死区时间之后再次接通其之间)。

在情况b和c中，通常期望控制接通或关断时间，使得其分别与关断或接通时间匹配，即，如上文所提及，以50％占空比操作通常是有益的。没有水平移位器、栅极驱动变压器或可以在第一局部控制电路和第二局部控制电路的第一电压域和第二电压域之间发送同步信号的任何其他装置。为了允许恒定的占空比操作，第一控制电路(64)经由将平均开关节点电压(vx)控制为例如总线电压的一小部分(优选地为一半)来控制占空比。如果被测量和被滤波的开关节点电压(x)低于总线电压的一半，则通过增加高侧开关的接通时间来实现这一点，以及如果被测量和被滤波的开关节点电压(x)高于母线电压的一半，则通过减少高侧开关的接通时间来实现这一点。

总之，每个周期必须生成的四个切换信号可以被划分为两组：两个接通信号可以被认为是响应两个“主”(即，关断)信号，生成“从”信号。在一定的死区时间之后，高侧开关的接通跟随低侧开关的关断，以及在一定的死区时间之后，低侧开关的接通跟随高侧开关的关断。通过借助于斜率检测电路的端观察开关节点电压转变来实现同步。相反，基于滤波的(平均)开关节点电压(vx)生成用于控制高侧开关的切换的第一控制电路的“主”信号。因此，vx以两种方式使用，以便同步两个电压域的切换；就两个瞬变(从高到低和从低到高)和平均值vx而言。第二“主”信号(因此，剩余的第四个所需切换信号)由第二控制电路(84)生成，用于控制低侧开关的切换，以及基于来自转换器输入或输出的电反馈参数，以便提供转换器的功率因数和/或输出电压或电流的控制。该信号确定切换频率，该切换频率明确地在频率控制的情况下，或者隐含地在自振荡谐振回路电路的阈值检测的情况下生成。

在其他情况下，以不同于50％的定义的占空比操作是有益的，以便扩大转换器能够处理的输出电压或电流窗口。

对于基于阈值的谐振转换器(诸如自振荡llc转换器)，电路中不存在振荡器。当使用转换器覆盖宽范围的输入和输出操作条件(例如诸如，在llcpfc中)时，基于阈值控制的切换在传递函数的线性方面具有特别的优点，以及在这种情况下归因于增益的极端变化无法轻易被处理，频率控制是不可行。

如上文所解释，生成用于切换高侧和低侧功率开关所需电压的方法可被用于所有这些情形。

本发明可被用于各种应用，诸如一般的led驱动器，特别是用于独立驱动器(室内和室外)的前端(隔离)转换器(特别是小型或扁平型)、用于轨道照明的离线驱动器、应急照明驱动器、以及微型、隔离单级led驱动器。该转换器还可以被用于单级分离的超低压(selv)电源转换器，以用于固定输出电压，并且一般地用于消费者和办公室电子应用(诸如笔记本电脑适配器)。

通过研究附图、公开内容和所附权利要求，本领域技术人员在实践所要求保护的发明时可以理解和实现所公开实施例的其他变型。在权利要求中，词语“包括(comprising)”不排除其他元件或步骤，并且不定冠词“一个(a)”或“一个(an)”不排除多个。在相互不同的从属权利要求中叙述某些措施的简单事实并不表示这些措施的组合不能被用于获益。权利要求中的任何附图标记不应被解释为限制范围。