弹性波滤波器装置、高频前端电路以及通信装置的制作方法

本发明涉及具有谐振器的弹性波滤波器装置、高频前端电路以及通信装置。

背景技术：

以往，作为梯型滤波器等弹性波滤波器装置，已知有如下结构，即，关于将串联臂和接地连结的一个并联臂，设置第一并联臂谐振器、以及以相互串联连接的状态与该第一并联臂谐振器并联连接的多个第二并联臂谐振器(例如，参照专利文献1)。在该弹性波滤波器装置中，多个第二并联臂谐振器的谐振频率比串联臂谐振器的反谐振频率高，且该多个第二并联臂谐振器中的至少一个第二并联臂谐振器的反谐振频率与其它第二并联臂谐振器的反谐振频率不同。由此，该弹性波滤波器装置能够在阻带(衰减带)内的特定的频带中扩宽衰减量大的衰减区域的宽度。

在先技术文献

专利文献

专利文献1：日本特开2014-68123号公报

技术实现要素：

发明要解决的课题

在此，伴随着对近年来的多频段化等的应对，要求弹性波滤波器装置的进一步的小型化。此外，伴随着对近年来的多频段化等的应对，对于配置在移动通信设备的前端部的滤波器，要求低损耗化以及高选择度化(与和自频带相邻的其它频带的相互干扰的抑制)。也就是说，关于滤波器特性，要求抑制通带内的损耗且提高衰减斜坡(slope)的陡峭度(所谓的“通带端部的锐度(sharpness)”)。

然而，在上述以往的弹性波滤波器装置中，并未考虑该弹性波滤波器装置的小型化。而且，若欲使弹性波滤波器装置轻而易举地小型化，则有时该弹性波滤波器装置的性能会劣化。具体而言，通带内的损耗有可能会增大，通带高频侧的锐度有可能会劣化。

另外，所谓通带高频侧的锐度，具体是指，在通带的两侧从通带到衰减带形成的两个衰减斜坡中的高频侧的衰减斜坡的陡峭度。

因此，本发明的目的在于，提供一种能够在抑制通带内的损耗的增大以及通带高频侧的锐度的劣化的同时将弹性波滤波器装置小型化的弹性波滤波器装置、高频前端电路以及通信装置。

用于解决课题的技术方案

为了达到上述目的，本发明的一个方式涉及的弹性波滤波器装置具有：串联臂谐振电路，连接在将第一输入输出端子和第二输入输出端子连结的路径上；以及第一并联臂谐振器和第二并联臂谐振器，连接在所述路径上的同一节点与接地之间，所述第二并联臂谐振器中的谐振频率比所述第一并联臂谐振器中的谐振频率高，所述第二并联臂谐振器中的反谐振频率比所述第一并联臂谐振器中的反谐振频率高，所述第二并联臂谐振器具有激励弹性波的idt电极，且不具有反射器。

本申请的发明人们进行了专心研究，结果发现了如下内容。即，关于谐振器单体的阻抗特性，在具有反射器的情况和不具有反射器的情况下，虽然反谐振频率的q存在大的差异，但是谐振频率的q没有大的差异。因此，第二并联臂谐振器即使不具有反射器，谐振频率的q的下降也少，因此能够抑制通带内的损耗的增大以及通带高频侧的锐度的劣化。此外，因为第二并联臂谐振器不具有反射器，所以与由于不具有反射器而引起的空间相应地，能够将弹性波滤波器装置小型化。像这样，能够在抑制通带内的损耗的增大以及通带高频侧的锐度的劣化的同时将弹性波滤波器装置小型化。

此外，所述第一并联臂谐振器可以具有：idt电极，激励弹性波；以及反射器，对由该idt电极激励的弹性波进行反射。

关于滤波器特性，第二并联臂谐振器的谐振频率的q越高、第一并联臂谐振器的反谐振频率的q越高，越能够抑制通带内的损耗的增大以及通带高频侧的锐度的劣化。因此，第一并联臂谐振器具有反射器，并将反谐振频率的q设计得高，由此能够改善通带内的损耗以及通带高频侧的锐度。

此外，本发明的一个方式涉及的弹性波滤波器装置具有：串联臂谐振电路，由连接在第一输入输出端子与第二输入输出端子之间的一个以上的弹性波谐振器构成；以及第一并联臂谐振器和第二并联臂谐振器，连接在将所述第一输入输出端子和所述第二输入输出端子连结的路径的同一节点与接地之间，所述第二并联臂谐振器中的谐振频率比所述第一并联臂谐振器中的谐振频率高，所述第二并联臂谐振器中的反谐振频率比所述第一并联臂谐振器中的反谐振频率高，所述第一并联臂谐振器以及所述第二并联臂谐振器分别具有：idt电极，激励弹性波；以及反射器，对由该idt电极激励的弹性波进行反射，所述第二并联臂谐振器中的反射器与所述第一并联臂谐振器中的反射器相比，电极指的根数少。

本申请的发明人们进行了专心研究，结果发现了如下内容。即，关于谐振器单体的阻抗特性，在构成谐振器的反射器的电极指的根数多的情况和构成谐振器的反射器的电极指的根数少的情况下，虽然反谐振频率的q存在大的差异，但是谐振频率的q没有大的差异。此外，关于滤波器特性，第二并联臂谐振器的谐振频率的q越高、第一并联臂谐振器的反谐振频率的q越高，越能够抑制通带内的损耗的增大以及通带高频侧的锐度的劣化。因此，通过构成第二并联臂谐振器的反射器的电极指的根数比构成第一并联臂谐振器的反射器的电极指的根数少，从而第一并联臂谐振器的反谐振频率的q高，第二并联臂谐振器的谐振频率的q的下降少，因此能够抑制通带内的损耗的增大以及通带高频侧的锐度的劣化。此外，因为构成第二并联臂谐振器的反射器的电极指的根数少，所以与减少电极指的根数所引起的空间相应地，能够将弹性波滤波器装置小型化。像这样，能够在抑制通带内的损耗的增大以及通带高频侧的锐度的劣化的同时将弹性波滤波器装置小型化。

此外，也可以是，所述串联臂谐振电路具有：一个以上的idt电极，激励弹性波；以及反射器，对由该idt电极激励的弹性波进行反射，所述第二并联臂谐振器中的反射器与所述串联臂谐振电路中的反射器相比，电极指的根数少。

滤波器的通带以及衰减带由串联臂谐振电路的谐振频率以及反谐振频率和并联臂谐振电路(在本方式中为第一并联臂谐振器以及第二并联臂谐振器的并联连接电路)的谐振频率以及反谐振频率形成。如上所述，关于谐振器单体的阻抗特性，在构成谐振器的反射器的电极指的根数多的情况和构成谐振器的反射器的电极指的根数少的情况下，反谐振频率的q存在大的差异，谐振频率的q也具有不少的差异。因此，通过增多构成串联臂谐振电路的反射器的电极指的根数，从而能够提高串联臂谐振电路的谐振频率以及反谐振频率的q，能够进一步抑制通带内的损耗的增大以及通带高频侧的锐度的劣化。

此外，所述第一并联臂谐振器与所述第二并联臂谐振器可以并联连接。

也可以还具有：一对阻抗元件以及开关元件，与所述第一并联臂谐振器以及所述第二并联臂谐振器中的至少一者串联连接，且相互并联连接。

由此，能够提供根据开关元件的导通以及不导通来切换第一通过特性和第二通过特性的可调谐滤波器。

此外，相互并联连接的所述一对阻抗元件以及开关元件可以仅与所述第一并联臂谐振器以及所述第二并联臂谐振器中的所述第二并联臂谐振器串联连接。

由此，能够提供如下的可调谐滤波器，即，能够根据开关元件的导通以及不导通的切换来切换通带高频侧的衰减极的频率，并且能够抑制通带高频端的插入损耗的增大。

此外，相互并联连接的所述一对阻抗元件以及开关元件可以仅与所述第一并联臂谐振器以及所述第二并联臂谐振器中的所述第一并联臂谐振器串联连接。

由此，能够提供如下的可调谐滤波器，即，能够根据开关元件的导通以及不导通的切换来切换通带低频侧的衰减极的频率，并且能够抑制通带低频端的插入损耗的增大。

此外，相互并联连接的所述一对阻抗元件以及开关元件可以相对于并联连接了所述第一并联臂谐振器和所述第二并联臂谐振器的电路串联连接。

由此，能够提供能够根据开关元件的导通以及不导通的切换来一同切换通带两侧的极(衰减极)的频率的可调谐滤波器。

此外，也可以还具有：一对阻抗元件以及开关元件，仅与所述第一并联臂谐振器以及所述第二并联臂谐振器中的所述第一并联臂谐振器串联连接，且相互并联连接；以及另一对阻抗元件以及开关元件，仅与所述第一并联臂谐振器以及所述第二并联臂谐振器中的所述第一并联臂谐振器串联连接，且相互并联连接。

由此，能够提供如下的可调谐滤波器，即，能够根据开关元件的导通以及不导通的切换来切换通带高频侧以及通带低频侧的衰减极的频率，并且能够抑制通带高频端以及通带低频端的插入损耗的增大。因此，这样的可调谐滤波器例如能够在维持带宽的同时使中心频率偏移。

此外，所述第一并联臂谐振器与所述第二并联臂谐振器可以串联连接。

也可以还具有与所述第一并联臂谐振器以及所述第二并联臂谐振器中的一者并联连接的开关元件。

由此，能够根据开关元件的导通以及不导通的切换来切换通带低频侧的衰减极的频率，并且在通带高频侧追加衰减极，因此能够提供得到通带高频侧的衰减的可调谐滤波器。

此外，也可以是，所述串联臂谐振电路是由一个以上的弹性波谐振器构成的串联臂谐振器，与所述第一并联臂谐振器以及第二并联臂谐振器一同构成梯型的滤波器构造。

由此，能够构成梯型的带通滤波器，能够实现陡峭性高的通过特性。

此外，所述串联臂谐振电路可以是由多个弹性波谐振器构成的纵向耦合谐振器。

由此，能够适应要求衰减强化等的滤波器特性。

此外，本发明的一个方式涉及的高频前端电路具备：上述的弹性波滤波器装置；以及放大电路，与所述弹性波滤波器装置连接。

由此，能够提供能够在抑制通带内的损耗的增大以及通带高频侧的锐度的劣化的同时将弹性波滤波器装置小型化的高频前端电路。

此外，本发明的一个方式涉及的通信装置具备：rf信号处理电路，处理由天线元件收发的高频信号；以及上述的高频前端电路，在所述天线元件与所述rf信号处理电路之间传递所述高频信号。

由此，能够提供能够在抑制通带内的损耗的增大以及通带高频侧的锐度的劣化的同时将弹性波滤波器装置小型化的通信装置。

发明效果

根据本发明涉及的弹性波滤波器装置、高频前端电路以及通信装置，能够在抑制通带内的损耗的增大以及通带高频侧的锐度的劣化的同时进行小型化。

附图说明

图1a是实施方式1涉及的滤波器的电路结构图。

图1b是示意性地表示实施方式1涉及的滤波器的电极构造的俯视图。

图2是示意性地表示实施方式1中的谐振器的构造的图的一个例子。

图3是表示实施方式1涉及的滤波器的特性的曲线图。

图4是表示在典型例1的谐振器中分配了反射器的电极指的根数的情况下的谐振频率以及反谐振频率的频率以及q的变化的曲线图。

图5是表示在实施方式1的谐振器中有反射器的情况和无反射器的情况下的阻抗特性的曲线图。

图6是表示实施例以及比较例的滤波器的滤波器特性的曲线图。

图7是示意性地表示比较例涉及的滤波器的电极构造的俯视图。

图8a是实施方式1的变形例涉及的滤波器的电路结构图。

图8b是示意性地表示实施方式1的变形例涉及的滤波器的电极构造的俯视图。

图9是表示实施方式1的变形例涉及的滤波器的特性的曲线图。

图10a是实施方式2的应用例1中的滤波器的电路结构图。

图10b是表示实施方式2的应用例1中的滤波器的特性的曲线图。

图11a是实施方式2的应用例2中的滤波器的电路结构图。

图11b是表示实施方式2的应用例2中的滤波器的特性的曲线图。

图12a是实施方式2的应用例3中的滤波器的电路结构图。

图12b是表示实施方式2的应用例3中的滤波器的特性的曲线图。

图13a是实施方式2的应用例4中的滤波器的电路结构图。

图13b是表示实施方式2的应用例4中的滤波器的特性的曲线图。

图14a是实施方式2的应用例5中的滤波器的电路结构图。

图14b是表示实施方式2的应用例5中的滤波器的特性的曲线图。

图15是实施方式3涉及的高频前端电路及其周边电路的结构图。

图16是实施方式3的变形例涉及的高频前端电路的结构图。

图17是示意性地表示其它实施方式涉及的滤波器的电极构造的俯视图。

具体实施方式

以下，使用实施例以及附图对本发明的实施方式进行详细说明。另外，以下说明的实施方式均示出总括性或者具体性的例子。在以下的实施方式中示出的数值、形状、材料、构成要素、构成要素的配置以及连接方式等是一个例子，其主旨并不在于限定本发明。关于以下的实施方式中的构成要素之中未记载于独立权利要求的构成要素，作为任意的构成要素而进行说明。此外，附图所示的构成要素的大小或者大小之比未必严谨。此外，在各图中，对于实质上相同的结构标注相同的附图标记，有时省略或简化重复的说明。

(实施方式1)

[1.滤波器的电路结构]

图1a是实施方式1涉及的滤波器10的电路结构图。

滤波器10例如是配置在应对多模式/多频段的便携式电话的前端部的高频滤波器电路。滤波器10例如是内置于依照lte(longtermevolution；长期演进)等通信标准的应对多频段的便携式电话并对给定的频带(band)的高频信号进行滤波的带通滤波器。该滤波器10是使用弹性波谐振器对高频信号进行滤波的弹性波滤波器装置。

如同图所示，滤波器10具备串联臂谐振器s1和并联臂谐振器p1以及p2。

串联臂谐振器s1连接在输入输出端子11m(第一输入输出端子)与输入输出端子11n(第二输入输出端子)之间。也就是说，串联臂谐振器s1是设置在将输入输出端子11m和输入输出端子11n连结的路径上的串联臂谐振电路。另外，关于该串联臂谐振电路，并不限于串联臂谐振器s1，只要设置有由一个以上的弹性波谐振器构成的串联臂谐振电路即可。虽然在本实施方式中，该串联臂谐振电路由一个弹性波谐振器构成，但是也可以由多个弹性波谐振器构成。在由多个弹性波谐振器构成的串联臂谐振电路中，例如包括由多个弹性波谐振器构成的纵向耦合谐振器或者将一个弹性波谐振器进行了串联分割等的多个分割谐振器。例如，通过作为串联臂谐振电路而使用纵向耦合谐振器，从而能够适应要求衰减强化等的滤波器特性。

并联臂谐振器p1是与将输入输出端子11m和输入输出端子11n连结的路径上的节点(在图1a中为节点x1)和接地(基准端子)连接的第一并联臂谐振器。也就是说，并联臂谐振器p1是设置在将上述路径上的节点x1和接地连结的并联臂谐振电路的谐振器。

并联臂谐振器p2是与将输入输出端子11m和输入输出端子11n连结的路径上的节点(在图1a中为节点x1)和接地(基准端子)连接的第二并联臂谐振器。也就是说，并联臂谐振器p2是设置在将上述串联臂上的节点x1和接地连结的并联臂谐振电路的谐振器。

这些并联臂谐振器p1以及p2连接在上述路径上的同一节点x1与接地之间。在本实施方式中，并联臂谐振器p1与p2并联连接，并连接在节点x1与接地之间。在此，所谓“同一节点”，不仅包括传输线路上的一个点，还包括位于不隔着谐振器或者阻抗元件的位置的传输线路上的不同的两个点。另外，虽然在本实施方式中，节点x1处于串联臂谐振器s1的输入输出端子11n侧，但是也可以处于串联臂谐振器s1的输入输出端子11m侧。

此外，这些并联臂谐振器p1以及p2构成连接在将输入输出端子11m和输入输出端子11n连结的路径上(串联臂上)的节点x1与接地之间的并联臂谐振电路。即，该并联臂谐振电路设置在将串联臂和接地连结的一个并联臂。因而，串联臂谐振电路(在本实施方式中为串联臂谐振器s1)与并联臂谐振电路(在本实施方式中为并联臂谐振器p1以及p2)一同构成梯型的滤波器构造(在本实施方式中为一级的梯型的滤波器构造)。

也就是说，由并联臂谐振器p1以及p2构成的并联臂谐振电路与串联臂谐振器s1一同形成滤波器10的通带。

[2.构造]

[2-1.电极构造]

接下来，对滤波器10的构造进行说明。

图1b是示意性地表示实施方式1涉及的滤波器10的电极构造的俯视图。

如同图所示，构成滤波器10的各谐振器(串联臂谐振器s1、并联臂谐振器p1以及p2)是使用了弹性波的弹性波谐振器。由此，能够由形成在具有压电性的基板上的idt(interdigitaltransducer；叉指换能器)电极构成滤波器10，因此能够实现具有陡峭度高的通过特性的小型且低高度的滤波器电路。另外，具有压电性的基板是至少在表面具有压电性的基板。该基板例如可以在表面具备压电薄膜，由声速与该压电薄膜不同的膜以及支承基板等的层叠体构成。此外，该基板例如可以是：包括高声速支承基板和形成在高声速支承基板上的压电薄膜的层叠体；包括高声速支承基板、形成在高声速支承基板上的低声速膜以及形成在低声速膜上的压电薄膜的层叠体；或者包括支承基板、形成在支承基板上的高声速膜、形成在高声速膜上的低声速膜以及形成在低声速膜上的压电薄膜的层叠体。另外，该基板也可以在基板整体具有压电性。

串联臂谐振器s1以及并联臂谐振器p1具有：激励弹性波的idt电极；以及配置在该idt电极的传播方向的两侧，使得成为对由该idt电极激励的弹性波进行反射的反射器的一组反射器。具体而言，串联臂谐振器s1由idt电极111以及一组反射器112构成。并联臂谐振器p1由idt电极121以及一组反射器122构成。

另一方面，并联臂谐振器p2(第二并联臂谐振器)具有激励弹性波的idt电极131，且不具有反射器。

在此，并联臂谐振器p2(第二并联臂谐振器)中的谐振频率比并联臂谐振器p1(第一并联臂谐振器)中的谐振频率高。所谓谐振器中的谐振频率，是阻抗成为极小的奇点(理想地，是阻抗成为0的点)的频率。此外，并联臂谐振器p2中的反谐振频率比并联臂谐振器p1中的反谐振频率高。所谓谐振器中的反谐振频率，是阻抗成为极大的奇点(理想地，是阻抗成为无限大的点)的频率。

另外，虽然在本实施方式中，idt电极111、121以及131的对数彼此相同，但是也可以是，至少一个idt电极的对数与其它idt电极的对数不同。

[2-2.谐振器构造]

以下，着眼于任意的谐振器对构成滤波器10的各谐振器的构造进行更详细说明。另外，关于其它谐振器，由于具有与该任意的谐振器大致相同的构造，所以省略详细的说明。

图2是示意性地表示本实施方式中的谐振器的构造的图的一个例子，(a)是俯视图，(b)是(a)的剖视图。另外，图2所示的谐振器用于说明构成滤波器10的各谐振器的典型的构造。因此，构成滤波器10的各谐振器的idt电极的电极指的根数、长度等并不限定于同图所示的idt电极的电极指的根数、长度。另外，在同图中，关于构成谐振器的反射器，省略了图示。

如同图的(a)以及(b)所示，谐振器具备idt电极101、形成有该idt电极101的压电基板102、以及覆盖该idt电极101的保护层103。以下，对这些构成要素进行详细说明。

如图2的(a)所示，在压电基板102上形成有构成idt电极101的相互对置的一对梳齿电极101a以及101b。梳齿电极101a由相互平行的多个电极指110a和连接多个电极指110a的汇流条电极111a构成。此外，梳齿电极101b由相互平行的多个电极指110b和连接多个电极指110b的汇流条电极111b构成。多个电极指110a以及110b沿着与传播方向正交的方向形成。

另外，梳齿电极101a以及101b有时也分别作为单体被称为idt电极。不过，以下为了方便起见，作为由一对梳齿电极10la以及101b构成一个idt电极101而进行说明。

此外，如图2的(b)所示，由多个电极指110a和110b以及汇流条电极111a和111b构成的idt电极101成为密接层101g和主电极层101h的层叠构造。

密接层101g是用于提高压电基板102与主电极层101h的密接性的层，作为材料，例如使用ti。密接层101g的膜厚例如为12nm。

主电极层101h作为材料例如使用含有1％的cu的al。主电极层101h的膜厚例如为162nm。

压电基板102是形成有idt电极101的基板，例如由litao3压电单晶、linbo3压电单晶、knbo3压电单晶、石英、或者压电陶瓷构成。

保护层103形成为覆盖梳齿电极101a以及101b。保护层103是以从外部环境保护主电极层101h、调整频率温度特性、以及提高耐湿性等为目的的层，例如，是以二氧化硅为主成分的膜。

另外，滤波器10具有的各谐振器的构造并不限定于在图2记载的构造。例如，idt电极101可以不是金属膜的层叠构造，而是金属膜的单层。此外，构成密接层101g、主电极层101h以及保护层103的材料并不限定于上述的材料。此外，idt电极101例如可以由ti、al、cu、pt、au、ag、pd等金属或者合金构成，也可以通过由上述的金属或者合金构成的多个层叠体构成。此外，可以不形成保护层103。

在像以上那样构成的谐振器(弹性波谐振器)中，由idt电极101的设计参数等规定激励的弹性波的波长。也就是说，由idt电极101的设计参数等规定谐振器中的谐振频率以及反谐振频率。以下，对idt电极101的设计参数，即，梳齿电极101a以及梳齿电极101b的设计参数进行说明。

上述弹性波的波长由图2所示的构成梳齿电极101a以及101b的多个电极指110a或者110b的重复周期λ来规定。此外，所谓电极间距(电极周期)，是该重复周期λ的1/2，在将构成梳齿电极101a以及101b的电极指110a以及110b的线宽度设为w并将相邻的电极指110a与电极指110b之间的间隔宽度设为s的情况下，用(w+s)定义。此外，所谓idt电极101的交叉宽度l，如图2的(a)所示，是从弹性波的传播方向观察梳齿电极101a的电极指110a和梳齿电极101b的电极指110b的情况下的重复的电极指长度。此外，电极占空(占空比)是多个电极指110a以及110b的线宽度占有率，是多个电极指110a以及110b的线宽度相对于该线宽度和间隔宽度的相加值的比例，用w/(w+s)定义。此外，所谓对数，是梳齿电极101a以及101b中的成对的电极指110a以及电极指110b的数目，是电极指110a以及电极指110b的总数的大致一半。例如，若将对数设为n并将电极指110a以及电极指110b的总数设为m，则满足m＝2n+1。即，被梳齿电极101a以及101b中的一者的一个电极指的前端部分和与该前端部分对置的另一者的汇流条电极夹着的区域的数目相当于0.5对。此外，所谓idt电极101的膜厚，是多个电极指110a以及110b的厚度h。

[3.滤波器特性]

接下来，对本实施方式涉及的滤波器10的滤波器特性进行说明。

另外，以下，关于不限于谐振器单体而由多个谐振器构成的电路，为了方便起见，也将阻抗成为极小的奇点(理想地，是阻抗成为0的点)称为“谐振频率”。此外，将阻抗成为极大的奇点(理想地，是阻抗成为无限大的点)称为“反谐振频率”。

图3是表示实施方式1涉及的滤波器10的特性的曲线图。具体而言，同图的(a)是表示并联臂谐振器p1和p2以及串联臂谐振器s1各自的阻抗特性的曲线图。同图的(b)是表示并联臂谐振器p1和p2的合成阻抗特性(合成特性)以及串联臂谐振器s1的阻抗特性的曲线图。同图的(c)是表示滤波器10的滤波器特性的曲线图。

首先，使用同图的(a)对谐振器单体中的阻抗特性进行说明。

如同图所示，并联臂谐振器p1和并联臂谐振器p2以及串联臂谐振器s1具有如下的阻抗特性。具体而言，若关于并联臂谐振器p1和并联臂谐振器p2以及串联臂谐振器s1依次将谐振频率设为frp1、frp2、frs1，并将反谐振频率设为fap1、fap2、fas1，则在本实施方式中，满足frp1＜frs1＜frp2且fap1＜fas1＜fap2。

接下来，对并联臂谐振器p1和并联臂谐振器p2的合成特性(即，并联臂谐振电路的阻抗特性)进行说明。

如同图的(b)所示，两个并联臂谐振器(并联臂谐振器p1以及p2)的合成特性(图中的“并联臂(p1+p2)的合成特性”)在并联臂谐振器p2的谐振频率frp2以及并联臂谐振器p1的谐振频率frp1处成为极小(图3中的fr2以及fr1)。此外，该合成特性在两个谐振频率frp2与frp1之间的频率以及两个反谐振频率fap2与fap1之间的频率处成为极大(图3中的fa1以及fa2)。

在由梯型的谐振器构成带通滤波器时，使并联臂谐振电路的两个反谐振频率中的低频侧的反谐振频率和串联臂谐振器s1的谐振频率frs1接近而构成通带。

由此，如同图的(c)所示，在通带低频侧形成以并联臂谐振器p1的谐振频率frp1为衰减极的衰减带，在通带高频侧形成以并联臂谐振器p2的谐振频率frp2以及串联臂谐振器s1的反谐振频率fas1为衰减极的衰减带。

在此，并联臂谐振器p1和并联臂谐振器p2的合成阻抗特性的低频侧的反谐振频率(图3中的fa1)和高频侧的谐振频率(图3中的fr2)规定滤波器10的通带高频侧的衰减斜坡。也就是说，通带高频侧的衰减斜坡的锐度被上述的合成阻抗特性中的低频侧的反谐振频率(图3中的fa1)与高频侧的谐振频率(图3中的fr2)之间的斜坡的锐度所影响。因此，并联臂谐振器p1的反谐振频率(图3中的fap1)的q以及并联臂谐振器p2的谐振频率(图3中的frp2)的q对通带高频侧的锐度造成影响。具体而言，并联臂谐振器p1的反谐振频率的q越高，在并联臂谐振电路(在本实施方式中为并联臂谐振器p1以及p2的并联连接电路)的合成阻抗特性中，低频侧的反谐振频率(图3中的fa1)的q变得越高。另一方面，并联臂谐振器p2的谐振频率的q越高，在并联臂的电路的合成阻抗特性中，高频侧的谐振频率(图3中的fr2)的q变得越高。因此，在该合成阻抗特性中，低频侧的反谐振频率与高频侧的谐振频率之间(图3中的fa1与fr2之间)的斜坡的锐度被改善，由此，关于上述滤波器特性，能够改善通带高频侧的锐度。换言之，并联臂谐振器p2的谐振频率的q越高，通带高频侧的衰减极(图3中的c部分)的q变得越高(即，衰减极变得越深)，并联臂谐振器p1的反谐振频率的q越高，越可抑制通带内(图3中的b部分)的损耗。因此，能够改善通带高频侧的锐度。

此外，并联臂谐振电路的合成阻抗特性在低频侧的反谐振频率近旁成为在并联臂谐振器p1的特性合成了并联臂谐振器p2的电容分量的特性。因此，除了提高并联臂谐振器p1的反谐振频率的q以外，还提高并联臂谐振器p2的电容分量的q，即，减小并联臂谐振器p2的串联电阻，由此能够抑制滤波器10的通带内的损耗。

此外，并联臂谐振器p1以及并联臂谐振器p2的合成阻抗特性的低频侧的谐振频率(图3中的fr1)规定滤波器10的通带低频侧的衰减斜坡。因此，并联臂谐振器p1的谐振频率(图3中的frp1)的q对通带低频侧的锐度造成影响。具体而言，并联臂谐振器p1的谐振频率的q越高，在并联臂谐振电路(在本实施方式中为并联臂谐振器p1以及p2的并联连接电路)的合成阻抗特性中，低频侧的谐振频率(图3中的fr1)的q变得越高，越能够改善通带低频侧的锐度。换言之，并联臂谐振器p1的谐振频率的q越高，通带低频侧的衰减极(图3中的a部分)的q变得越高(即，衰减极变得越深)，越能够改善通带低频侧的锐度。

另一方面，并联臂谐振器p1以及并联臂谐振器p2的合成阻抗特性的高频侧的反谐振频率(图3中的fa2)对应于图3中的d部分，不易对滤波器10的通带以及衰减带造成影响。换言之，并联臂谐振器p2的反谐振频率(图3中的fap2)的q不易对滤波器10的通带以及衰减带造成影响。因此，即使并联臂谐振器p2的反谐振频率(图3中的fap1)的q低，也不易对滤波器10的通带以及衰减带造成影响。

在本实施方式涉及的滤波器10中，如上所述，并联臂谐振器p2不具有反射器。由此，能够在抑制通带内的损耗的增大以及通带高频侧的锐度的劣化的同时将弹性波滤波器装置小型化。以下，包括实现本发明的经过在内，对可达到这样的效果的理由进行说明。

[4.弹性波滤波器装置的小型化的机理]

一般而言，在弹性波滤波器装置中，从低损耗化的观点出发，构成该弹性波滤波器装置的谐振器除了idt电极之外还由反射器构成。相对于此，本申请的发明人们发现：利用即使在弹性波滤波器装置具有的多个谐振器中的特定的谐振器不设置反射器也能够抑制滤波器特性的劣化的情况，能够将弹性波滤波器装置小型化。关于此，以下基于具体的典型例进行说明。

另外，以下的典型例1虽然频带与本实施方式不同，但是关于谐振频率以及反谐振频率的q依赖于反射器的电极指的根数而变化的倾向，在本实施方式的频带中也是同样的。此外，在以下的典型例1中，以使构成谐振器的idt电极全部相同的状态分配反射器的电极指的根数。

在表1示出此时的谐振器的设计参数的明细。另外，表中的fr表示谐振频率，fa表示反谐振频率，qr表示谐振频率的q，qa表示反谐振频率的q。

[表1]

此外，在图4示出对如表1所示地分配了反射器的电极指的根数时的谐振频率和q的变化、以及反谐振频率和q的变化进行了曲线图化的曲线图。图4是表示在典型例1的谐振器中分配了反射器的电极指的根数的情况下的谐振频率和反谐振频率以及q的变化的曲线图。图4的(a)是表示谐振频率以及反谐振频率的变化的曲线图，图4的(b)是表示谐振频率以及反谐振频率的q的变化的曲线图。

如图4的(a)所示，可知，即使使反射器的电极指的根数变化，谐振频率以及反谐振频率也不变动。这是因为，弹性波的波长(也就是说，频率)由构成idt电极的多个电极指的重复周期规定，不易受到由反射器的电极指的根数的差异造成的影响。

此外，如图4的(b)所示，可知，反射器的电极指的根数越少，反谐振频率的q(qa)变得越低。另一方面，可知，反射器的电极指的根数越少，谐振频率的q(qr)也变得越低，但是下降量少。因此，即使反射器的电极指的根数为0根，即，即使谐振器不具有反射器，与具有反射器时相比，谐振频率的q(qr)的下降量也少。

这样，关于实施方式1涉及的滤波器10，也能够通过使得并联臂谐振器p2不具有反射器，从而在抑制通带内的损耗的增大以及通带高频侧的锐度的劣化的同时将弹性波滤波器装置小型化。关于此，使用图5对并联臂谐振器p2具有反射器时和并联臂谐振器p2不具有反射器时的阻抗特性进行说明。

图5是表示在实施方式1的谐振器中有反射器的情况和无反射器的情况下的阻抗特性的曲线图。同图的(a)是表示具有反射器的并联臂谐振器p1、具有反射器的并联臂谐振器p2、以及不具有反射器的并联臂谐振器p2的阻抗特性的曲线图，(b)是将(a)的并联臂谐振器p2的谐振频率附近的阻抗特性放大表示的曲线图，(c)是将(a)的并联臂谐振器p2的反谐振频率附近的阻抗特性放大表示的曲线图。同图的(d)是表示具有反射器的并联臂谐振器p1和不具有反射器的并联臂谐振器p2的合成阻抗特性(合成特性)、以及均具有反射器的并联臂谐振器p1和p2的合成阻抗特性(合成特性)的曲线图，(e)是将(d)的高频侧的谐振频率附近的阻抗特性放大表示的曲线图，(f)是将(d)的高频侧的反谐振频率附近的阻抗特性放大表示的曲线图。

如同图的(a)～(c)所示，可知，在并联臂谐振器p2不具有反射器的情况下，与具有反射器的情况相比，反谐振频率的q下降，但是谐振频率的q不怎么下降。此外，如同图的(d)～(f)所示，可知，在并联臂谐振器p2不具有反射器的情况下，与具有反射器的情况相比，并联臂谐振器p1和p2的合成阻抗特性(合成特性)的高频侧的反谐振频率(与并联臂谐振器p2对应的反谐振频率)的q下降，但是高频侧的谐振频率(与并联臂谐振器p2对应的谐振频率)的q不怎么下降。

[5.效果等]

接下来，一边使用实施例与比较例进行对比一边对由本实施方式涉及的滤波器10达到的效果进行说明。

实施例的滤波器具有上述的实施方式涉及的滤波器10的结构。另一方面，比较例的滤波器虽然具有与实施例的滤波器大致同样的结构，但是并联臂谐振器p2不具有反射器这一点不同。

在表2示出关于实施例以及比较例的滤波器的反射器的电极指的根数的设计参数。

[表2]

如该表所示，比较例的串联臂谐振器s1、并联臂谐振器p1以及p2分别具有电极指的根数为10根的反射器。实施例的串联臂谐振器s1以及并联臂谐振器p1分别具有电极指的根数为10根的反射器，并联臂谐振器p2不具有反射器。另外，虽然实施例的串联臂谐振器s1以及并联臂谐振器p1各自的反射器的电极指的根数为10根，但是在图1b中将电极指的根数示意性地表示为四根。

图6是示出实施例以及比较例的滤波器的滤波器特性的曲线图。

关于同图所示的滤波器特性，若着眼于通带(图中的a部分)，则可知，在实施例中，相对于比较例，通带内的损耗的增大少(几乎没有)。也就是说，在实施例中，抑制了通带内的损耗的增大。

此外，关于同图所示的滤波器特性，若着眼于通带高频侧的衰减斜坡(图中的b部分)，则可知，在实施例中，相对于比较例，该衰减斜坡的陡峭度的劣化少(几乎没有)。也就是说，在实施例中，抑制了通带高频侧的锐度的劣化。

图7是示意性地表示比较例涉及的滤波器100的电极构造的俯视图。另外，虽然比较例的串联臂谐振器s1、并联臂谐振器p1以及p12各自的反射器的电极指的根数为10根，但是在图7中将电极指的根数示意性地表示为四根。虽然如图6所示，在实施例和比较例中，滤波器特性没有大的差异，但是与图1b所示的实施例的滤波器10相比，图7所示的比较例的滤波器100具有反射器142，由此，会与反射器142的空间相应地大型化。

像以上说明的那样，根据本实施方式涉及的滤波器10(弹性波滤波器装置)，并联臂谐振器p2(第二并联臂谐振器)中的谐振频率比并联臂谐振器p1(第一并联臂谐振器)中的谐振频率高，并联臂谐振器p2中的反谐振频率比并联臂谐振器p1中的反谐振频率高。此外，并联臂谐振器p1具有激励弹性波的idt电极121、和对由idt电极121激励的弹性波进行反射的反射器122，并联臂谐振器p2具有激励弹性波的idt电极131，且不具有反射器。本申请的发明人们进行了专心研究，结果发现了如下内容。即，关于谐振器单体的阻抗特性，在具有反射器的情况和不具有反射器的情况下，虽然反谐振频率的q存在大的差异，但是谐振频率的q没有大的差异。此外，关于滤波器特性，并联臂谐振器p2的谐振频率的q越高、并联臂谐振器p1的反谐振频率的q越高，越能够抑制通带内的损耗的增大以及通带高频侧的锐度的劣化。因此，并联臂谐振器p1具有反射器122，并将谐振频率的q设计得高，即使并联臂谐振器p2不具有反射器，谐振频率的q的劣化也少，因此能够抑制通带内的损耗的增大以及通带高频侧的锐度的劣化。此外，因为并联臂谐振器p2不具有反射器，所以能够与该反射器的空间相应地将滤波器10(弹性波滤波器装置)小型化。像这样，能够在抑制通带内的损耗的增大以及通带高频侧的锐度的劣化的同时将弹性波滤波器装置小型化。

(实施方式1的变形例)

在上述实施方式中，设并联臂谐振器p1以及p2相互并联连接并连接于串联臂的同一节点x1(节点)。但是，并联臂谐振器p1以及p2也可以相互串联连接并连接于串联臂的同一节点x1(节点)。因此，作为实施方式1的变形例涉及的滤波器，对这样的滤波器进行说明。

图8a是实施方式1的变形例涉及的滤波器10a的电路结构图。图8b是示意性地表示实施方式1的变形例涉及的滤波器10a的电极构造的俯视图。

这些图所示的滤波器10a与图1a以及图1b所示的滤波器10相比，不同点在于，并联臂谐振器p1与p2以串联连接的状态连接在将输入输出端子11m(第一输入输出端子)和输入输出端子11n(第二输入输出端子)连结的路径的同一节点x1与接地之间。在本变形例中，并联臂谐振器p1的一个端子与节点x1连接，另一个端子与并联臂谐振器p2的一个端子连接。并联臂谐振器p2的一个端子与并联臂谐振器p1的上述另一个端子连接，另一个端子与接地连接。另外，并联臂谐振器p1与p2的连接顺序并不限于此，也可以与上述连接顺序相反。

图9是表示实施方式1的变形例涉及的滤波器10a的特性的曲线图。

关于本变形例涉及的滤波器10a的特性，也与上述实施方式1涉及的滤波器10的特性同样地，并联臂谐振器p1的反谐振频率(图9中的fap1)的q以及并联臂谐振器p2的谐振频率(图9中的frp2)的q对通带高频侧的锐度造成影响。此外，并联臂谐振器p2的反谐振频率(图9中的fap2)的q不易对滤波器10a的通带以及衰减带造成影响。另外，关于与此相关的具体的机理，与上述实施方式1是同样的，因此省略详细的说明。

因此，即使是本变形例涉及的滤波器10a，也能够通过并联臂谐振器p2不具有反射器，从而与实施方式1同样地，在抑制通带内的损耗的增大以及通带高频侧的锐度的劣化的同时将弹性波滤波器装置小型化。

(实施方式2)

上述实施方式1及其变形例涉及的滤波器(弹性波滤波器装置)的结构能够应用于通带可变的可调谐滤波器。因此，作为实施方式2涉及的滤波器，使用应用例1～5对这样的可调谐滤波器进行说明。具体而言，应用例1～4是上述实施方式1涉及的滤波器10向可调谐滤波器的应用例，应用例5是上述实施方式1的变形例涉及的滤波器10a向可调谐滤波器的应用例。

以下说明的应用例1～5的可调谐滤波器均具有与并联臂谐振器p1或者并联臂谐振器p2串联连接或并联连接的开关元件，根据该开关元件的导通(接通)以及不导通(断开)来切换通带。在此，开关元件按照来自rf信号处理电路(rfic：radiofrequencyintegratedcircuit；射频集成电路)等的控制部的控制信号进行接通以及断开。

[应用例1]

图10a是实施方式2的应用例1中的滤波器20a的电路结构图。

同图所示的滤波器20a与图1a所示的滤波器10相比，还具有与并联臂谐振器p1以及p2(第一并联臂谐振器以及第二并联臂谐振器)中的至少一者(在本应用例中为并联臂谐振器p2)串联连接且相互并联连接的一对电容器c以及开关sw。由此，滤波器10能够根据开关sw的导通以及不导通来切换第一通过特性和第二通过特性。具体而言，在本应用例中，该相互并联连接的一对电容器c以及开关sw仅与并联臂谐振器p1以及p2中的并联臂谐振器p2串联连接。

也就是说，在本应用例中，电容器c与开关sw并联连接的电路在节点x1与接地之间与并联臂谐振器p2串联连接，具体而言，在接地与并联臂谐振器p2之间串联连接。另外，电容器c以及开关sw也可以连接在节点x1与并联臂谐振器p2之间。

在本实施方式中，电容器c是与并联臂谐振器p2串联连接的阻抗元件。滤波器20a的通带的频率可变宽度依赖于电容器c的常数，例如，电容器c的常数越小，频率可变宽度变得越宽。因此，电容器c的常数能够根据滤波器20a要求的频率规格来适当地决定。此外，电容器c可以是变容器(varicap)以及dtc(digitaltunablecapacitor；数字可调谐电容器)等可变电容器。由此，能够细微地调整频率可变宽度。

开关sw是一个端子连接于并联臂谐振器p2与电容器c的连接节点且另一个端子连接于接地的例如spst(singlepolesinglethrow；单刀单掷)型的开关元件。开关sw根据来自控制部(未图示)的控制信号来切换导通(接通)以及不导通(断开)，由此使该连接节点和接地导通或者不导通。

例如，开关sw可列举由gaas或cmos(complementarymetaloxidesemiconductor；互补金属氧化物半导体)构成的fet(fieldeffecttransistor；场效应晶体管)开关、或者二极管开关。由此，能够由一个fet开关或者二极管开关构成开关sw，因此能够将滤波器20a小型化。

这些并联臂谐振器p1和p2、电容器c以及开关sw构成连接在将输入输出端子11m和输入输出端子11n连结的路径上(串联臂上)的节点x1与接地之间的并联臂谐振电路。即，该并联臂谐振电路设置在将串联臂和接地连结的一个并联臂。因而，滤波器20a具有由串联臂谐振器s1和该并联臂谐振电路构成的一级的梯型的滤波器构造。

关于该并联臂谐振电路，根据开关sw的接通(导通)以及断开(不导通)，阻抗成为极小的频率以及该阻抗成为极大的频率均向低频侧或者均向高频侧偏移。在后面与滤波器20a的特性一并对此进行叙述。

图10b是表示实施方式2的应用例1中的滤波器20a的特性的曲线图。具体而言，同图的(a)是表示谐振器单体(并联臂谐振器p1和p2以及串联臂谐振器s1各自)的阻抗特性的曲线图。同图的(b)是对开关sw接通/断开时的并联臂谐振电路(在本应用例中为由并联臂谐振器p1和p2以及电容器c和开关sw构成的电路)的合成阻抗特性(合成特性)进行比较来表示的曲线图。另外，在同图中也一并图示了串联臂谐振器s1的阻抗特性。同图的(c)是对开关sw接通/断开时的滤波器特性进行比较来表示的曲线图。

另外，关于各谐振器(并联臂谐振器p1和并联臂谐振器p2以及串联臂谐振器s1)的单体的阻抗特性以及开关sw接通时的特性，与上述实施方式1的特性是同样的。因此，以下对这些事项适当地简化而进行说明。

也就是说，在开关sw接通的状态下，滤波器20a具有如下的第一通过特性，即，由并联臂谐振电路的两个反谐振频率中的低频侧的反谐振频率和串联臂谐振器s1的谐振频率frs1来规定通带，由并联臂谐振器p1的谐振频率frp1来规定通带低频侧的极(衰减极)，由并联臂谐振器p2的谐振频率frp2以及串联臂谐振器s1的反谐振频率fas1来规定通带高频侧的极(衰减极)。

另一方面，在开关sw断开的状态下，并联臂谐振电路的阻抗特性成为受到电容器c的影响的特性。也就是说，在该状态下，两个并联臂谐振器(并联臂谐振器p1以及p2)和电容器c的合成特性成为并联臂谐振电路的阻抗特性。

在本应用例中，在开关sw断开时，仅在并联臂谐振器p2附加电容器c。因此，如同图的(b)的黑色箭头所示，若开关sw从接通切换为断开，则在并联臂谐振电路的阻抗特性(图中的并联臂的合成特性)中，两个谐振频率中的高频侧的谐振频率以及两个反谐振频率中的低频侧的反谐振频率均向高频侧偏移。

在此，并联臂谐振电路的低频侧的反谐振频率和高频侧的谐振频率规定滤波器20a的通带高频侧的衰减斜坡。因此，如同图的(c)所示，通过开关sw从接通切换为断开，从而滤波器20a的通过特性从第一通过特性切换至在维持通带高频侧的衰减斜坡的陡峭度的同时向高频侧偏移的第二通过特性。换言之，滤波器20a能够根据开关sw的导通以及不导通的切换来切换通带高频侧的衰减极的频率，并且能够抑制通带高频端的插入损耗的增大。

即使是这样的滤波器20a，也能够通过并联臂谐振器p2不具有反射器，从而关于第一通过特性以及第二通过特性，分别与实施方式1同样地，在抑制通带高频侧的损耗的增大以及锐度的劣化的同时进行弹性波滤波器装置的小型化。也就是说，滤波器20a构成能够在抑制通带高频侧的损耗的增大以及锐度的劣化的同时进行弹性波滤波器装置的小型化的可调谐滤波器。

另外，阻抗元件不限于电容器，例如也可以是电感器。在作为阻抗元件而使用了电感器的情况下，与上述的结构相比，将开关sw接通/断开时的衰减斜坡的偏移方向不同。具体而言，开关sw断开时的第二通过特性与开关sw接通时的第一通过特性相比，衰减斜坡向低频侧偏移。此外，此时，滤波器20a的通带的频率可变宽度依赖于电感器的常数，例如，电感器的常数越大，频率可变宽度变得越宽。因此，电感器的常数能够根据滤波器20a要求的频率规格来适当地决定。此外，此时，电感器可以是使用了mems(microelectromechanicalsystems；微机电系统)的可变电感器。由此，能够细微地调整频率可变宽度。

[应用例2]

图11a是实施方式2的应用例2中的滤波器20b的电路结构图。

同图所示的滤波器20b与图10a所示的滤波器20a相比，不同点在于，相互并联连接的一对电容器c以及开关sw仅与并联臂谐振器p1以及p2中的并联臂谐振器p1串联连接。

图11b是表示实施方式2的应用例2中的滤波器20b的特性的曲线图。具体而言，同图的(a)以及(b)与图10b的(a)以及(b)同样地，是表示谐振器单体的阻抗特性以及并联臂谐振电路的合成阻抗特性的曲线图。同图的(c)是对开关sw接通/断开时的滤波器特性进行比较来表示的曲线图。

在本应用例中，在开关sw断开时，仅在并联臂谐振器p1附加电容器c。因此，如同图的(b)的黑色箭头所示，若开关sw从接通切换为断开，则在并联臂谐振电路的阻抗特性(图中的并联臂的合成特性)中，两个谐振频率中的低频侧的谐振频率以及两个反谐振频率中的低频侧的反谐振频率均向高频侧偏移。

在此，并联臂谐振电路的低频侧的反谐振频率和低频侧的谐振频率规定滤波器20b的通带低频侧的衰减斜坡。因此，如同图的(c)所示，通过开关sw从接通切换为断开，从而滤波器20b的通过特性从第一通过特性切换至在维持通带低频侧的衰减斜坡的陡峭度的同时向高频侧偏移的第二通过特性。换言之，滤波器20b能够根据开关sw的导通以及不导通的切换来切换通带低频侧的衰减极的频率，并且能够抑制通带低频端的插入损耗的增大。

即使是这样的滤波器20b，也能够通过并联臂谐振器p2不具有反射器，从而关于第一通过特性以及第二通过特性，分别与实施方式1同样地，在抑制通带高频侧的损耗的增大以及锐度的劣化的同时进行弹性波滤波器装置的小型化。也就是说，滤波器20b构成能够在抑制通带高频侧的损耗的增大以及锐度的劣化的同时进行弹性波滤波器装置的小型化的可调谐滤波器。

[应用例3]

图12a是实施方式2的应用例3中的滤波器20c的电路结构图。

同图所示的滤波器20c使通带高频侧以及通带低频侧的衰减斜坡均偏移。具体而言，滤波器20c具备相当于图11a所示的滤波器20b具有的一对电容器c(阻抗元件)以及开关sw的电容器c1以及开关sw1。此外，滤波器20c还具备相当于图10a所示的滤波器20a具有的一对(另一对)电容器c(阻抗元件)以及开关sw的电容器c2以及开关sw2。

图12b是表示实施方式2的应用例3中的滤波器20c的特性的曲线图。具体而言，同图的(a)以及(b)与图11b的(a)以及(b)同样地，是表示谐振器单体的阻抗特性以及并联臂谐振电路(在本应用例中为由并联臂谐振器p1、p2、电容器c1、c2以及开关sw1、sw2构成的电路)的合成阻抗特性的曲线图。同图的(c)是对开关sw1以及sw2均接通/断开时的滤波器特性进行比较来表示的曲线图。

在本应用例中，在开关sw1以及sw2均断开时，在并联臂谐振器p1附加电容器c1，在并联臂谐振器p2附加电容器c2。因此，如同图的(b)的黑色箭头所示，若开关sw1以及sw2均从接通切换为断开，则在并联臂谐振电路的阻抗特性(图中的并联臂的合成特性)中，两个谐振频率双方以及两个反谐振频率中的低频侧的反谐振频率均向高频侧偏移。

因此，如同图的(c)所示，通过开关sw1以及sw2均从接通切换为断开，从而滤波器20c的通过特性从第一通过特性切换至在通带高频侧以及通带低频侧的衰减斜坡维持陡峭度的同时向高频侧偏移的第二通过特性。换言之，滤波器20c能够根据开关sw1以及ws2的导通以及不导通的切换来切换通带高频侧以及通带低频侧的衰减极的频率，并且能够抑制通带高频端以及通带低频端的插入损耗的增大。因此，例如，滤波器20c能够在维持带宽的同时使中心频率偏移。

即使是这样的滤波器20c，也能够通过并联臂谐振器p2不具有反射器，从而关于第一通过特性以及第二通过特性，分别与实施方式1同样地，在抑制通带高频侧的损耗的增大以及锐度的劣化的同时进行弹性波滤波器装置的小型化。也就是说，滤波器20c构成能够在抑制通带高频侧的损耗的增大以及锐度的劣化的同时进行弹性波滤波器装置的小型化的可调谐滤波器。

另外，滤波器20c可以不将开关sw1以及sw2均接通/断开，也可以将它们单独地接通/断开。但是，在将开关sw1以及sw2均接通/断开的情况下，能够削减对开关sw1以及sw2进行控制的控制线的根数，因此可谋求滤波器20c的结构的简化。

另一方面，在将它们单独地接通/断开的情况下，能够增加能够由滤波器20c切换的通带的变化。

具体而言，像对滤波器20a进行说明的那样，能够根据与并联臂谐振器p2串联连接的开关sw2的接通以及断开使通带的高频端可变。此外，像对滤波器20b进行说明的那样，能够根据与并联臂谐振器p1串联连接的开关sw1的接通以及断开使通带的低频端可变。

因此，通过将开关sw1以及sw2均接通或者均断开，从而能够使通带的低频端以及高频端均向低频侧或者高频侧偏移。即，能够使通带的中心频率向低频侧或者高频侧偏移。此外，通过将开关sw1以及sw2中的一者从接通变为断开并且将另一者从断开变为接通，从而能够使通带的低频端以及高频端的双方偏移，使得它们的频率差变宽或者变窄。即，能够在使通带的中心频率大致恒定的同时使通带宽度可变。此外，通过在将开关sw1以及sw2中的一者接通或者断开的状态下将另一者接通以及断开，从而能够在使通带的低频端以及高频端中的一者固定的状态下使另一者向低频侧或者高频侧偏移。即，能够使通带的低频端或者高频端可变。

像这样，通过具有电容器c1以及c2以及开关sw1以及sw2，从而能够提高使通带可变的自由度。

[应用例4]

图13a是实施方式2的应用例4中的滤波器20d的电路结构图。

同图所示的滤波器20d与图10a所示的滤波器20a相比，不同点在于，相互并联连接的一对电容器c以及开关sw相对于并联连接了并联臂谐振器p1和并联臂谐振器p2的电路串联连接。

图13b是表示实施方式2的应用例4中的滤波器20d的特性的曲线图。具体而言，同图的(a)以及(b)与图11b的(a)以及(b)同样地，是表示谐振器单体的阻抗特性以及并联臂谐振电路的合成阻抗特性的曲线图。同图的(c)是对开关sw接通/断开时的滤波器特性进行比较来表示的曲线图。

在本应用例中，在开关sw断开时，对并联连接的并联臂谐振器p1以及p2附加电容器c。因此，如同图的(b)的黑色箭头所示，若开关sw从接通切换为断开，则在并联臂谐振电路的阻抗特性(图中的并联臂的合成特性)中，两个反谐振频率均不偏移，两个谐振频率的双方均向高频侧偏移。

因此，如同图的(c)所示，通过开关sw从接通切换为断开，从而滤波器20d的通过特性从第一通过特性切换至通带两侧的极(衰减极)均向高频侧偏移的第二通过特性。

即使是这样的滤波器20d，也能够通过并联臂谐振器p2不具有反射器，从而关于第一通过特性以及第二通过特性，分别与实施方式1同样地，在抑制通带高频侧的损耗的增大以及锐度的劣化的同时进行弹性波滤波器装置的小型化。也就是说，滤波器20d构成能够在抑制通带高频侧的损耗的增大以及锐度的劣化的同时进行弹性波滤波器装置的小型化的可调谐滤波器。

[应用例5]

图14a是实施方式2的应用例5中的滤波器20e的电路结构图。

同图所示的滤波器20e与图8a所示的滤波器10a相比，还具有与并联臂谐振器p1以及p2(第一并联臂谐振器以及第二并联臂谐振器)中的一者并联连接的开关sw。在本应用例中，开关sw与并联臂谐振器p2并联连接。另外，在根据对滤波器20e的要求规格而允许由并联臂谐振器p2的衍射损耗造成的影响的情况下等，开关sw也可以与并联臂谐振器p1并联连接。

图14b是表示实施方式2的应用例5中的滤波器20e的特性的曲线图。具体而言，同图的(a)以及(b)与图10b的(a)以及(b)同样地，是表示谐振器单体的阻抗特性以及并联臂谐振电路(在本应用例中为由并联臂谐振器p1、p2以及开关sw构成的电路)的合成阻抗特性的曲线图。同图的(c)是对开关sw接通/断开时的滤波器特性进行比较来表示的曲线图。

在本应用例中，在开关sw接通时，并联臂谐振电路的阻抗特性(图中的并联臂的合成特性)成为并联臂谐振器p1单体的阻抗特性。另一方面，在开关sw断开时，对并联臂谐振器p1附加并联臂谐振器p2。因此，如同图的(b)的黑色箭头所示，若开关sw从接通切换为断开，则并联臂谐振电路的阻抗特性(图中的并联臂的合成特性)成为并联臂谐振器p1与p2的串联连接电路的合成阻抗特性。

因此，如同图的(c)所示，通过开关sw从接通切换为断开，从而关于滤波器20e的通过特性，通带低频侧的衰减极向高频侧偏移，并且像图中的poleh那样在通带高频侧追加衰减极，因此还能够得到通带高频侧的衰减。

即使是这样的滤波器20e，也能够通过并联臂谐振器p2不具有反射器，从而关于第一通过特性以及第二通过特性，分别与实施方式1同样地，在抑制通带高频侧的损耗的增大以及锐度的劣化的同时进行弹性波滤波器装置的小型化。也就是说，滤波器20e构成能够在抑制通带高频侧的损耗的增大以及锐度的劣化的同时进行弹性波滤波器装置的小型化的可调谐滤波器。

(实施方式3)

在以上的实施方式1和2及其变形例中说明的滤波器(弹性波滤波器装置)能够应用于多工器以及高频前端电路等。

因此，在本实施方式中，对这样的高频前端电路进行说明。

图15是实施方式3涉及的高频前端电路1及其周边电路的结构图。在同图中示出了高频前端电路1、天线元件2以及rf信号处理电路(rfic)3。高频前端电路1以及rfic3构成了通信装置4。天线元件2、高频前端电路1、以及rfic3例如配置在应对多模式/多频段的便携式电话的前端部。

天线元件2是收发高频信号的、例如依照lte等通信标准的应对多频段的天线。另外，天线元件2例如可以不对应通信装置4的全部频段，也可以仅对应低频带组或者高频带组的频段。此外，天线元件2可以不内置于通信装置4而与通信装置4单独设置。

高频前端电路1是在天线元件2与rfic3之间传递高频信号的电路。具体而言，高频前端电路1将从rfic3输出的高频信号(这里为高频发送信号)经由发送侧信号路径传递到天线元件2。此外，高频前端电路1将由天线元件2接收到的高频信号(这里为高频接收信号)经由接收侧信号路径传递到rfic3。

高频前端电路1具备双工器120、发送放大电路140以及接收放大电路160。

双工器120是如下的多工器，即，具有发送侧滤波器120tx以及接收侧滤波器120rx，并在它们中的至少一者具备上述进行了说明的弹性波滤波器装置。发送侧滤波器120tx以及接收侧滤波器120rx将天线侧的输入输出端子汇集在一起并与天线元件2连接，其它端子与发送放大电路140或者接收放大电路160连接。

发送放大电路140是对从rfic3输出的高频发送信号进行功率放大的功率放大器。

接收放大电路160是对由天线元件2接收到的高频接收信号进行功率放大的低噪声放大器。

rfic3是对由天线元件2收发的高频信号进行处理的rf信号处理电路。具体而言，rfic3通过下变频等对从天线元件2经由高频前端电路1的接收侧信号路径输入的高频信号(这里为高频接收信号)进行信号处理，并将进行该信号处理而生成的接收信号输出到基带信号处理电路(未图示)。此外，rfic3通过上变频等对从基带信号处理电路输入的发送信号进行信号处理，并将进行该信号处理而生成的高频信号(这里为高频发送信号)输出到高频前端电路1的发送侧信号路径。

根据这样的高频前端电路1，通过具备上述进行了说明的弹性波滤波器装置，从而能够谋求低损耗化和高选择度化(与和自频带相邻的其它频带的相互干扰的抑制)的兼顾，且能够做成为小型。因此，作为应用于应对多频段的通信装置4的高频前端电路1，特别有用。

(实施方式3的变形例)

在以上的实施方式1和2及其变形例中说明的滤波器(弹性波滤波器装置)还能够应用于与使用频段数比实施方式3涉及的高频前端电路1还多的系统对应的高频前端电路。因此，在本变形例中，对这样的高频前端电路进行说明。

图16是实施方式3的变形例涉及的高频前端电路1a的结构图。

如同图所示，高频前端电路1a具备天线端子ant、发送端子tx1和tx2、以及接收端子rx1和rx2，从天线端子ant侧起依次具备：由多个开关构成的开关组110；由多个滤波器构成的滤波器组120a；发送侧开关130a和130b以及接收侧开关150a、150b和150c；以及发送放大电路140a和140b以及接收放大电路160a和160b。

开关组110按照来自控制部(未图示)的控制信号将天线端子ant和对应于给定的频段的信号路径连接，例如由多个spst型的开关构成。另外，与天线端子ant连接的信号路径并不限于一个，也可以为多个。也就是说，高频前端电路1a可以应对载波聚合。

滤波器组120a由例如在通带具有以下频带的多个滤波器(包括双工器)构成。具体而言，该频带是(i)band12的发送频带、(ii)band13的发送频带、(iii)band14的发送频带、(iv)band27(或者band26)的发送频带、(v)band29以及band14(或者band12、band67以及band13)的接收频带、(vi-tx)band68以及band28a(或者band68以及band28b)的发送频带、(vi-rx)band68以及band28a(或者band68以及band28b)的接收频带、(vii-tx)band20的发送频带、(vii-rx)band20的接收频带、(viii)band27(或者band26)的接收频带、(ix-tx)band8的发送频带、以及(ix-rx)band8的接收频带。

发送侧开关130a是具有与低频段侧的多个发送侧信号路径连接的多个选择端子和与发送放大电路140a连接的公共端子的开关电路。发送侧开关130b是具有与高频段侧的多个发送侧信号路径连接的多个选择端子和与发送放大电路140b连接的公共端子的开关电路。这些发送侧开关130a以及130b是设置在滤波器组120a的前级(这里为发送侧信号路径中的前级)并按照来自控制部(未图示)的控制信号来切换连接状态的开关电路。由此，由发送放大电路140a以及140b进行了放大的高频信号(这里为高频发送信号)经由滤波器组120a的给定的滤波器从天线端子ant输出到天线元件2(参照图15)。

接收侧开关150a是具有与低频段侧的多个接收侧信号路径连接的多个选择端子和与接收放大电路160a连接的公共端子的开关电路。接收侧开关150b是具有与给定的频段(这里为band20)的接收侧信号路径连接的公共端子和与接收侧开关150a的公共端子以及接收侧开关150b的公共端子连接的两个选择端子的开关电路。接收侧开关150c是具有与高频段侧的多个接收侧信号路径连接的多个选择端子和与接收放大电路160b连接的公共端子的开关电路。这些接收侧开关150a～150c设置在滤波器组120a的后级(这里为接收侧信号路径中的后级)，按照来自控制部(未图示)的控制信号来切换连接状态。由此，输入到天线端子ant的高频信号(这里为高频接收信号)经由滤波器组120a的给定的滤波器被接收放大电路160a以及160b放大，并从接收端子rx1以及rx2输出到rfic3(参照图15)。另外，与低频段对应的rfic和与高频段对应的rfic也可以单独设置。

发送放大电路140a是对低频段的高频发送信号进行功率放大的功率放大器，发送放大电路140b是对高频段的高频发送信号进行功率放大的功率放大器。

接收放大电路160a是对低频段的高频接收信号进行功率放大的低噪声放大器，接收放大电路160b是对高频段的高频接收信号进行功率放大的低噪声放大器。

像这样构成的高频前端电路1a作为在通带具有(iv)band27(或者band26)的发送频带的滤波器而具备实施方式2的应用例1涉及的滤波器20a。也就是说，该滤波器按照控制信号在band27的发送频带和band26的发送频带切换通带。

此外，高频前端电路1a作为在通带具有(vi-rx)band68以及band28a(或者band68以及band28b)的接收频带的接收滤波器而具备实施方式2的应用例2涉及的滤波器20b，作为在通带具有(vi-tx)band68以及band28a(或者band68以及band28b)的发送频带的发送滤波器而具备实施方式2的应用例3涉及的滤波器20c。也就是说，由该发送滤波器以及该接收滤波器构成的双工器按照控制信号在band68以及band28a的发送频带和band68以及band28b的发送频带切换通带，并在band68以及band28a的接收频带和band68以及band28b的接收频带切换通带。

此外，高频前端电路1a作为在通带具有(viii)band27(或者band26)的接收频带的滤波器而具备实施方式2的应用例2涉及的滤波器20b。也就是说，该滤波器按照控制信号在band27的发送频带和band26的发送频带切换通带。

根据像以上那样构成的高频前端电路1a，通过具备上述实施方式2的应用例1～3涉及的滤波器20a～20c(弹性波滤波器装置)，从而与按照每个频段设置滤波器的情况相比，能够削减滤波器的个数，因此能够小型化。

此外，根据本实施方式涉及的高频前端电路1a，具备设置在滤波器组120a(多个弹性波滤波器装置)的前级或者后级的发送侧开关130a和130b以及接收侧开关150a～150c(开关电路)。由此，能够将传递高频信号的信号路径的一部分公共化。因而，例如，能够将与多个弹性波滤波器装置对应的发送放大电路140a以及140b或者接收放大电路160a以及160b(放大电路)公共化。因此，高频前端电路1a的小型化以及低成本化成为可能。

另外，发送侧开关130a和130b以及接收侧开关150a～150c只要设置有至少一个即可。此外，发送侧开关130a和130b的个数以及接收侧开关150a～150c的个数并不限于上述进行了说明的个数，例如，也可以设置有一个发送侧开关和一个接收侧开关。此外，发送侧开关以及接收侧开关的选择端子等的个数也不限于本实施方式，也可以分别为两个。

此外，也可以对滤波器组包括的多个滤波器中的至少一个滤波器应用实施方式1及其变形例涉及的滤波器的结构。

(其它实施方式)

以上，列举实施方式1～3以及变形例对本发明的实施方式涉及的弹性波滤波器装置以及高频前端电路进行了说明，但是本发明并不限定于上述实施方式以及变形例。组合上述实施方式以及变形例中的任意的构成要素而实现的其它实施方式、在不脱离本发明的主旨的范围内对上述实施方式实施本领域技术人员想到的各种变形而得到的变形例、内置了本发明涉及的弹性波滤波器装置以及高频前端电路的各种设备也包含于本发明。

例如，虽然在上述实施方式中，并联臂谐振器p1具有反射器，但是也可以不具有。但是，在并联臂谐振器p1具有反射器的情况下，能够将反谐振频率的q设计得高，能够改善通带内的损耗以及通带高频侧的锐度。

此外，例如，虽然在上述实施方式中，并联臂谐振器p2不具有反射器，但是并不限于此，也可以具有反射器。但是，从将弹性波滤波器小型化的观点出发，优选构成并联臂谐振器p2的反射器的电极指的根数比构成并联臂谐振器p1的反射器122的电极指的根数少。

图17是示意性地表示像这样构成的滤波器10b的电极构造的俯视图。并联臂谐振器p2a(第二并联臂谐振器)中的谐振频率比并联臂谐振器p1(第一并联臂谐振器)中的谐振频率高，并联臂谐振器p2a中的反谐振频率比并联臂谐振器p1中的反谐振频率高。此外，并联臂谐振器p1以及并联臂谐振器p2a分别具有激励弹性波的idt电极和对由该idt电极激励的弹性波进行反射的反射器，并联臂谐振器p2a中的反射器132与并联臂谐振器p1中的反射器相比，电极指的根数少。在图17中，示意性地示出：并联臂谐振器p1的反射器的电极指的根数为四根，并联臂谐振器p2a的反射器132的电极指的根数为两根，并联臂谐振器p2a与并联臂谐振器p1相比，由电极指的根数少的反射器132构成。

如图4的(b)所示，可知，反射器的电极指的根数越少，反谐振频率的q(qa)变得越低。另一方面，反射器的电极指的根数越少，谐振频率的q(qr)也变得越低，但是下降量少。然而，不具有反射器的并联臂谐振器p2与具有反射器的情况相比，虽说谐振频率的q的下降量少，但是谐振频率的q变低。

因此，像滤波器10b那样，通过减少并联臂谐振器p2a的反射器132的电极指的根数，从而能够在进一步抑制通带内的损耗的增大以及通带高频侧的锐度的劣化的同时将弹性波滤波器装置小型化。

此外，如图17所示，串联臂谐振电路(这里为串联臂谐振器s1)具有激励弹性波的一个以上的idt电极(这里为一个idt电极)和对由该idt电极激励的弹性波进行反射的反射器，串联臂谐振器s1中的反射器与并联臂谐振器p2a(第二并联臂谐振器)中的反射器相比，电极指的根数多。滤波器的通带以及衰减带由串联臂谐振器s1的谐振频率以及反谐振频率形成。关于谐振器单体的阻抗特性，在构成谐振器的反射器的电极指的根数多的情况和构成谐振器的反射器的电极指的根数少的情况下，反谐振频率的q具有大的差异，谐振频率的q也具有不少的差异。因此，通过增多构成串联臂谐振器s1的反射器的电极指的根数，从而能够提高串联臂谐振器的谐振频率以及反谐振频率的q，能够进一步抑制通带内的损耗的增大以及通带高频侧的锐度的劣化。

此外，例如，具备上述的高频前端电路和rfic3(rf信号处理电路)的通信装置4也包含于本发明。根据这样的通信装置4，能够谋求低损耗化和高选择度化。

此外，构成串联臂谐振器s1和并联臂谐振器p1以及p2的idt电极的纵横比可以相同，也可以不同，但是从提高滤波器特性的观点出发，优选构成并联臂谐振器p2的idt电极131的纵横比小于构成并联臂谐振器p1的idt电极121的纵横比。

此外，构成串联臂谐振器s1和并联臂谐振器p1以及p2的idt电极的占空比可以相同，也可以不同，但是从提高滤波器特性的观点出发，优选构成并联臂谐振器p2的idt电极131的占空比大于构成并联臂谐振器p1的idt电极121的占空比。

此外，串联臂谐振器s1并不限于使用了声表面波的弹性波谐振器，例如，也可以由使用了体波(bulkwave)或者声边界波的弹性波谐振器构成。也就是说，串联臂谐振器s1可以不由idt电极构成。即使是具有这样的串联臂谐振器s1的弹性波滤波器装置，由于弹性波谐振器一般示出高q的特性，所以也能够谋求低损耗化和高选择度化(与和自频带相邻的其它频带的相互干扰的抑制)的兼顾。

此外，例如，在高频前端电路或者通信装置中，也可以在各构成要素之间连接有电感器、电容器。另外，在该电感器中，也可以包括由将各构成要素间相连的布线构成的布线电感器。

产业上的可利用性

本发明作为能够应用于多频段系统的小型的滤波器、多工器、前端电路以及通信装置，能够广泛利用于便携式电话等通信设备。

附图标记说明

1、1a：高频前端电路；

2：天线元件；

3：rfic(rf信号处理电路)；

4：通信装置；

10、10a、10b、20a～20e、100：滤波器(弹性波滤波器装置)；

11m：输入输出端子(第一输入输出端子)；

11n：输入输出端子(第二输入输出端子)；

101、111、121、131：idt电极；

101a、101b：梳齿电极；

101g：密接层；

101h：主电极层；

102：压电基板；

103：保护层；

110a、110b：电极指；

111a、111b：汇流条电极；

112、122、132、142：反射器；

120：双工器；

120a：滤波器组；

120rx：接收侧滤波器；

120tx：发送侧滤波器；

130a、130b：发送侧开关；

140、140a、140b：发送放大电路；

150a～150c：接收侧开关；

160、160a、160b：接收放大电路；

c、c1、c2：电容器(阻抗元件)；

p1、p2、p2a、p12：并联臂谐振器；

s1：串联臂谐振器(串联臂谐振电路)；

sw、sw1、sw2：开关(开关元件)。