用于运行负载的电路装置的制作方法

本发明涉及一种用于运行负载的电路装置，其具有与量化振动相比更稳定的部分数字式(teildigital)的调节回路。

背景技术：

本发明涉及独立权利要求所述类型的、用于运行负载的电路装置。

图1示出了具有同样已知的主构件的、已知的降压变换器。开关so与续流二极管df串联。续流二极管df的阴极的连接点和开关to的连接点与扼流圈l连接。扼流圈l的另一个连接端与滤波电容器c_filter连接。滤波电容器c_filter的另一端和二极管df的阳极接地。

开关so的另一个连接端与降压变换器的输入端连接。降压变换器的输出端与滤波电容器c_filter并联。

这样的降压变换器是普遍的并且在工作上令人满意。然而在低的输出电压(ua)的情况下不再能实现具有零电压变换的运行。由此使得开关so非常烫并且必须相应地增大尺寸。

图2示出了已知的降压变换器的相关的信号。电流il是通过电感l的电流。能看到的是，变换器在此在也被称为“transitionmode(临界模式)”的临界导通的运行模式下工作。在接通开关时，电流(iso)由于扼流圈的充磁而急剧上升，直到其在确定的最大电流时被切断为止。之后再次使变换扼流圈退磁，这在小的输出的电压或者小的输出电流的情况下基本上比充磁持续更长时间。在此，电流流过续流二极管df。能够看到的是，只要通过续流二极管的电流衰减到0a的值，晶体管就再次接通。因此，变换器在临界导通的运行模式下工作。在输入电压(ue)超过200v的情况下，该运行模式具有好的效率、好的功率密度和成本的、有利的折衷。然而，在较小的输出电压或输出电流的情况下，不再能够实现无损的开关，如根据图2的um的时间曲线所示的那样。半桥中点处的电压um的自然的极性颠倒过程仅达到输入电压的一部分。能达到的值为输出电压的两倍，或在考虑二极管的实际的反向恢复负载的情况下还要在多一些。

剩余的电压偏差必须通过金属氧化物半导体场效应晶体管(mos-fet)的带有损失的硬开关实现。这能够在半桥中点处的电压um的首先平坦的上升看出。相对地，电压ug示出了晶体管so的栅源电压。在um达到其自然的极性颠倒过程的最大值的时间点接通so。

硬开关过程的另一个缺点在于，在高于10mhz的频率的情况下有差的电磁兼容性，并且由于上述缺点仅能够受限地实现小型化。

如果该变换器随后如现今常用的那样被数字式地驱控，那么就出现另外的问题：在数字式驱控时借助于微控制器执行数字调节系统。

这种数字调节系统具有多个问题。主要问题是不仅在模数转换(a/d转换)时有量化误差，还有由于微控制器中的运行时间出现的时间上的量化误差，该运行时间取决于微控制器的时钟频率和自身其他的特殊性。

由于量化步骤，输出信号不能收到每个值。典型地，即使调节回路在奈奎斯特判据的意义上是稳定的，整个调节回路在实际的目标值附近波动(量化波动)。

由量化波动能够形成电流波动，电流波动也能被视为发光二极管(led)的光中的不期望的斑点。

通过量化步骤能够仅形成个别的时间点，在这些时间点能够接通变换器的晶体管。如果观察多个循环的开关时间，则开关时间不是稳定的，而是在所期望但无法达到的目标值附近跳跃。在多个异步的量化机械系统中能够带来量化步骤的时间上的归类。在不适合的边沿条件的情况下，该归类能够导致人眼可见的、频谱和幅度的振动。

对此不利的是现代的led的iu(电流电压)特征曲线的大的斜度。变换器输出电压或者开关时间点的很小的改变引起led电流的明显的改变。在有效变换的情况下，变换晶体管so的电阻(rdson)和变换扼流圈(电感)l的电阻同样非常小的情况进一步加剧了该问题。

当变换器的供给电压仍非常稳定时，led电流的精细和准确的调节是非常困难的。

调节回路中的异步的数字层级越多，该问题就越严重。

由数字调节系统得到另外的运行时间和首先通过微控制器特有的特性得出的上述量化误差。在a/d转换时，根据微控制器的设置产生大量有关调节参数的量化误差。

阈值的数字的识别也是另外的误差源，因为识别时间点在量化的时间栅格中被匹配。

另外的量化误差来自微控制器的内部的路由单元和数字计时器。

所有这些边界条件使得电流的准确调节变得困难，并且要求非常昂贵和高质量的硬件，以便充分抑制开头所述的电流中的可见振动。

技术实现要素：

本发明的目的在于，给出一种改进的电路装置，其确保输出电流的准确调节，而不产生在人眼可见的光上的量化误差。

根据本发明，本发明的目的利用一种用于运行负载的电路装置实现，其具有用于输入输入电压的输入端、用于输出输出电压的输出端、开关调节器、以及开关晶体管、电感和电流控制阀，其中，电流控制阀被主动地驱控，并且开关调节器在强制连续的运行模式中工作，其中，电路装置具有反馈回路，反馈回路的回路放大被取决于频谱地选择。

由于回路放大是频率相关的，回路放大能够在快速跟随电流的、生成可见光的负载的情况下在可见范围中选择为大的，并且在人眼不可见的范围中选择为较小的，以便将量化误差尽可能移动到人眼看不见的频率范围中。另外的优点在于提高了有效分辨率，因为量化波动还能够经由调整的步骤的几率分布平均地反映中间值。

发射可见光的、快速跟随电流的负载例如表现为一个或多个led。

特别优选的是，反馈回路的、在小于100hz的频率范围中的回路放大大于在大于100hz的频率范围中的回路放大。由此，量化误差首先在不再由人眼感知的、大于100hz的频率范围中起作用。

在一个优选的设计方案中，回路放大在10hz时为55db，并且在100hz时为35db。利用该放大，能够有利地构建用于调节电路装置的输出电流的调节回路，该调节回路能够准确地调节输出电流，使得在由负载发射的光中不再有可见的干扰。

为了实现该目的，在一个有利的实施方式中，反馈回路包括积分器，积分器的放大是与频率相关的。该措施以可靠和相对低成本的变体方案保障了上述特性。

在另一个有利的实施方式中，反馈回路包括微控制器，该微控制器实现数字调节器。利用该措施，能够以特别有利的方式实现在模拟式的方案中实现起来很难并且昂贵的许多特征。

特别有利的是，调节实施为具有下阈值和上阈值的两点式调节器(zweipunktregelung)。这样的调节能够有利地特别合适地生产并且非常匹配以时钟周期工作的变换器，在其中必须开关变换晶体管。

特别有利的是，限定电流控制阀的在强制连续运行模式中的关断时间点的下阈值在负的扼流圈电流的情况下被确定。

在此，扼流圈电流被称为负的扼流圈电流，负的扼流圈电流在扼流圈退磁和电流过零点之后在接通另外的电流控制阀(su)时出现。

通过也被称为fccm(强制连续导通模式)的该强制连续运行模式，能够实现特别无损失的无电压开关(zvs，零电压开关)。

在一个有利的设计方案中，在输出电压较小的情况下的下阈值低于在输出电压较大的情况下的下阈值。这在所有可能的输出电压的情况下保障了无电压开关。

为了进一步改良调节，下阈值还能够取决于电路装置的输出电流。此外，还能够考虑电路装置的输出功率以及输入电压以用于确定下阈值。

在数字调节的情况下能够容易的是，在输出电压较小的情况下，在达到下阈值之后还附加地加入数字调节装置、例如微控制器的取决于输出电压的延迟时间，以便推迟电流控制阀的关断时间点。利用该措施，能够使比较器的下阈值自身保持不变，这有利地在例如经由比较器以模拟方式请求下阈值时基本上简单和低成本地实现。

在另一个有利的实施方式中，限定开关晶体管的关断时间点的上阈值由电路装置的待调节的输出电流和电流控制阀的关断时间点确定。

根据本发明的用于运行负载的电路装置的另外有利的改进方案和设计方案从另外的从属权利要求和下面的描述中得出。

附图说明

本发明的另外的优点、特征和细节根据下述实施例的描述以及附图给出，在附图中相同或功能相同的元件以相同的标号标注。在此示出：

图1是根据现有技术的已知的降压变换器的示意性电路图；

图2是已知的降压变换器的时间流程图；

图3是已知的同步整流降压变换器的示意性电路图；

图4是已知的同步整流降压变换器的时间流程图；

图5是同步整流降压变换器的模拟的第一实施方式；

图6是同步整流降压变换器的数字的第二实施方式；

图7是同步整流降压变换器的数字的第三实施方式；

图8是回路放大关于频率的图表。

具体实施方式

图3示出了已知的同步整流降压变换器的示意性电路图。与图1所阐述的拓扑结构的主要区别在于：由下晶体管su替换变换二极管df。因此产生半桥结构，其中，半桥与变换器的输出端并联。正输入端在大约400v的dc(直流)电位，负输端在基准电位。变换扼流圈l连接到半桥中点hss上，变换扼流圈l的另一个连接端与基准电位共同形成变换器的输出端led+/led-。与变换器的输出端led+/led-并联的是滤波电容器c_filter。

两个半桥晶体管so和su现在如图4所示那样被驱控。图4示出了已知的同步整流降压变换器的时间流程图。电压ugo是上晶体管so的栅极电压，电压ugu是下晶体管su的栅极电压。

根据通过扼流圈l的电流il能够很好识别与已知的变换器的如下区别：在此的变换器不在临界导通的运行模式中工作而是在连续的运行模式中工作，并且甚至使晶体管仅在负的扼流圈电流的情况下被切断，在该实施方式中扼流圈电流为大约-0.5a。如在图中很好识别的那样，扼流圈l在接通变换晶体管so(信号ugo为高电位)时充磁并且在切断变换晶体管so之后再次退磁。在该时间期间总是流有正的扼流圈电流il。在退磁时间之后电流变为零并且随后变为负。之所以这样，是因为下晶体管保持接通并且因此继续存在电流通路。因此，通过变换扼流圈的电流il在该时间区域中是负的，直到下晶体管su关断为止。这导致晶体管在非常小的输出电压的情况下也能够以小的开关损失接通，如图4所示。

由该时间流程图同样很好识别的是：在关断上晶体管so和接通下晶体管su之间设置延迟时间，在该延迟时间期间进行半桥的极性颠倒过程。在相应开关上的电压在关断或接通过程的瞬间实际上为零(zvs，零电压开关)。该延迟时间当然也设置在关断下晶体管和接通上晶体管之间。

图5示出了第一实施方式的示意性电路图，没有同步整流降压变换器的时间上的量化。原则上，变换器利用两点式调节器运行，其中，下晶体管su的关断时间点预设在扼流圈电流为大约-0.5a时，并且上晶体管的关断时间点为了调节接通的led的电流而是变化的。上开关的关断时间点确定了流过开关和变换扼流圈的最大电流。最大电流被确定，以使得通过扼流圈的平均电流对应于通过led的预设的电流。输出端处的滤波电容器理论上扭曲了通过变换扼流圈的电流il与输出电流iled之间的关联，然而该误差在起振的状态中为零，因为电容器不提供直流通路。

通过led5的电流iled由两个测量电阻rs1和rs2检测。将在两个测量电阻rs1和rs2上的电压输送给积分器13，给其输送作为输入的电压，该电压与预先给定的发光二极管电流iled成比例。对应于发光二极管电流的测量电压现在在积分器13中被测定并且作为通过变换扼流圈l的最大电流(imax，imax_threshhold)输送给第一比较器14的负极输入端(-)。给正极输入端(+)输送经过电阻rs2压降的电压，该电压反映了通过led5的当前电流。第一比较器14的输出被输送给触发器16的复位输入端r(1r)。经过电阻rs2压降的电压同样被输送给第二比较器15的负极输入端。第二比较器15的正极输入端与基准电压连接，该基准电压是用于下晶体管su的关断阈值的量。利用该电压能够在确定的负扼流圈电流的情况下如上所述地调整下晶体管su的关断。

半桥驱动器17保障的是，保持上晶体管和下晶体管的开关过程之间的确定的延迟时间，从而能够不产生通过半桥的短路电流并且还在相应的晶体管再次接通之前实现半桥的完全的极性颠倒。

半桥驱动器中的运行逻辑如下：

如果触发器16的输出信号q跳到高电位，那么就尽快关断下晶体管su。随后出现延迟时间，在延迟时间期间关断两个晶体管。在延迟时间结束之后接通上晶体管so。如果触发器的输出信号q跳回低电位，那么就尽快关断上晶体管so。随后再次出现延迟时间，在延迟时间期间关断两个晶体管。在延迟时间结束之后接通下晶体管su。

整个电路的功能如下：通过平均积分器13中的电流来实现期望的电流平均值，利用电压us调整该电流平均值。将该电流平均值作为阈值输送给比较器14并且与当前电流值比较。这导致上晶体管的关断阈值，其对应于通过led的期望的电流平均值。在当前电流超过预先给定的额定值时，第一比较器14的输出(q或)变为高电位并且触发器16复位。上晶体管现在关断。电流现在从变换扼流圈l流过led5通过半桥的寄生输出电容回到变换扼流圈l，并且半桥电压um振动达到零。随后电流转换到下晶体管su的续流二极管上。短暂地经过延迟时间后接通下晶体管su。

当前电流值输入到第二比较器15的负极输入端中。在正极输入端中输入实施为电压的最小电流值imin(imin_threshhold)，其中下晶体管要再次关断。当达到最小电流值时，第二比较器15的输出切换到高电位并且触发器重新置位(s，1s)。触发器关断下晶体管。电流现在从扼流圈流入半桥的寄生输出电容，并且电压um振动达到高位，直到达到输入电压ue的值为止。随后电转换到上晶体管so的续流二极管上。短暂地经过延迟时间后接通上晶体管so。只要通过变换扼流圈l的电流达到峰值，那么就再次关断上晶体管so并且重复该循环。

图6示出了同步整流降压变换器的第二实施方式。变换器的第二实施方式是具有微控制器的数字式的实施方式。

第二实施方式在电路技术上类似于第一实施方式，接下来仅描述与第一实施方式的区别。

在第二实施方式中，触发器16被微控制器3替换，微控制器很大程度上实现调节机制。接通阈值和关断阈值如在模拟式的版本中那样通过第一比较器14和第二比较器15传给微控制器，然而微控制器不像触发器那样反应，而是实现数字调节系统。

为了在数字调节系统中不出现开头所述的问题，在第二实施方式中这样将积分器13参数化，即该装置在人眼良好可见的频率范围中具有大的回路放大，而回路放大在不在可见的范围中较小，以便在不可见的范围中能够有针对性地实现/减弱量化波动。

调节偏差来自于回路放大，在大的回路放大的情况下调节偏差较小，在小的回路放大的情况下调节偏差较大。

因为调节系统中的误差是固有的，所以必须如图所示的那样将调节偏差从人眼良好可见的范围移动到人眼不再可见的范围中，以便解决该问题。

为此，回路放大调整为，其在人眼良好可见的范围中是大的，并且在人眼不良好可见的范围中相对较小。

为此，在当前的实施方式中，积分器13构造为其放大是与频率相关的。为此，运算放大器131与电阻ri(r)和电容ci(c)连接。因为电容的阻抗是与频率相关的，整体上得出积分器13的与频率相关的放大。通过该措施，将微控制器中的量化误差主要移动到人眼不再可见的频率范围中，并且发射的光不再具有可见的波动。

积分器13现在参数化，使得回路放大在10hz时为大约55db，并且回路放大在100hz时为大约35db。因此，将误差推移到高于100hz的更大的频率并且斑点对于人眼来说不再可见。

在低频率的情况下，放大的界限从非无限的空载放大中得出。

所示的积分器是适用于实现第一阶的与频率相关的回路放大的非常简单的形式。在需要时，能够利用更高阶的传递函数来实现进一步的改善。在此，根据本发明的目的使得传递函数影响与频率相关的回路放大，传递函数适用于人体感觉。尤其在3hz和20hz之间的频率范围中，该回路放大应当尽可能大。根据本发明，在100hz/120hz时(当前的供电网的两倍的频率)，足够大的回路放大同样是所期望的，以便足够控制电网频率和其整数倍的电路特有的干扰。

在积分器13的输出端处原则上提供能够使调节系统的平均调节偏差最小的电压，该调节系统用于确定上开关so的关断时间点。

下开关的关断时间点取决于led5的链(d2-d13)的电压，并且led5的链的电压越小，就越晚选择该关断时间点，从而实现尽可能无损失的开关。

作为基本原则适用的是：led5的链的电压越小，通过变换扼流圈l(l200)的电流的负阈值的绝对值就越大。在输出电压较高的情况下，能够减小该阈值的绝对值，理论上减小到阈值0，其又对应于临界导通的运行模式。

这些与输出电压相关的不同的开关时间点存储在微控制器中。开关时间点能够是表格、公式形式的处理指令等等。可选地，比较器15的阈值当然也能够根据输出电压来改变。此外，阈值和延迟时间能够根据任意参数来改变。微控制器随后相应地驱控半桥驱动器17，以便在输出电流有相同的最大精度的情况下实现变换器的尽可能无损失的运行。

第三实施方式是降压变换器的成本优化的变体方案。如在图7中很好看到的那样，精简了与微控制器相对放置的附加的模拟式的硬件。仅还设有电阻rs，其电压输入到比较器18中。比较器的输出被输入到微控制器中，以便传输预先确定的达到的电流阈值。此外将电流测量信号输送给模数转换器(adc)。

比较器18以及模数转换器能够可选地实施为单独部件或者集成在微控制器中。

在该实例中，与所需要的频率相关的回路放大和与阈值的比较在微控制器的软件/固件中实现，以便建立对输出电流的调节。

作为两个比较器的替换，也能够应用具有正反馈的比较器、例如施密特(schmitt)触发器。与节省部件的优点相对，其缺点在于，在schmitt触发器的通用的实施方式中不能完全相互独立地改变两个开关阈值。

图8示出了表现该装置的回路放大83与频率相关的图表。明显看到的是，该回路放大在低频率的情况下是大的并且到在高频率的情况下较小。在曲线85中还表现了该装置关于频率的相位变化。

本发明能够不仅在强制连续导通模式中的降压变换器中使用。量化问题也在其他类型的变换器中出现，并且在那里能够利用相同的用于回路放大的规则进行缓和。在本文中特别重要的是数字式或部分数字式地实现以下类型的变换器：

升压变换器(boost)、反激式变换器(flyback)、sepic(单端初级电感式)变换器、库克(cuk)变换器、llc变换器、lcc变换器和darc变换器。

参考标号列表

1电路装置

3微控制器

5led

13积分器

14第一比较器

15第二比较器

16触发器

17半桥驱动器

18比较器

so上开关晶体管

su下开关晶体管

l变换扼流圈

c_filter滤波电容器

rs分流电阻

rs1分流电阻

rs2分流电阻。