用于补偿误差放大器的输入偏压的补偿电路的制作方法

本发明涉及一种误差放大器电路，且特别涉及一种用于补偿误差放大器的输入偏压的补偿电路和具有所述补偿电路的误差放大器电路。

背景技术：

目前市场上销售的开关式发光二极管(led)驱动器以边界电流模式(bcm)工作，并且还具有用于锁定led电流的死循环电路。参考图1a，图1a是传统开关模式led驱动器的示意图。传统的开关模式led驱动器1包括电流-电压转换器11、误差放大器ea、补偿电容c_comp和比较器cmp。电流-电压转换器11连接到误差放大器ea，误差放大器ea连接到补偿电容c_comp和比较器cmp。

led电流iled(即，通过led的电流)被回馈到开关模式led驱动器1，并且电流-电压转换器11接收led电流iled并将led电流iled转换为回馈电压cs，其中led电流iled是三角波信号，因此回馈电压cs也是三角波信号。误差放大器ea接收回馈电压cs和参考电压vref，然后将回馈电压cs与参考电压vref进行比较，以相应地产生误差信号comp。补偿电容c_comp连接在误差放大器ea的输出端和接地电压gnd之间，用于补偿误差信号comp。比较器cmp将误差信号comp与锯齿波信号v_saw进行比较，以产生用于调制led电流iled的脉冲信号duty。

参考图1b，图1b是误差放大器的示意图。误差放大器ea包括电流源is、nmos晶体管mn1至mn4以及pmos晶体管mp1至mp4。pmos晶体管mp3和mp4的源极端连接到高电压(例如，系统电压)，pmos晶体管mp3和mp4的闸极端彼此连接，pmos晶体管mp3和mp4的汲极端分别连接到pmos晶体管mp3的闸极端和补偿电容c_comp的一端。

nmos晶体管mn1至mn4的源极端连接到低电压(例如，接地电压)，nmos晶体管mn1和mn3的闸极端彼此连接，nmos晶体管mn2和mn4的闸极端连接到每个nmos晶体管mn3和mn1的汲极端分别连接到pmos晶体管mp3的汲极端和nmos晶体管mn1的闸极端，nmos晶体管mn4和mn2的汲极端分别连接到pmos晶体管mp4的汲极端和nmos晶体管mn2的闸极端。

pmos晶体管mp1和mp2的源极端连接到电流源is，pmos晶体管mp1和mp2的闸极端分别接收回馈电压cs和参考电压vref，以及pmos晶体管mp1和mp2的汲极端分别连接到nmos晶体管mn1和mn2的汲极端。pmos晶体管mp1和mp2用以作为差分对电路，nmos晶体管mn1和mn2用以作为主动负载电路。

误差放大器ea必须允许回馈电压cs和参考电压vref所形成的大的输入差分信号。为了确保误差放大器ea能允许较大的差分信号，误差放大器ea应具有小的跨导gm，并且差分对电路和主动负载电路应分别具有小的跨导gm1和gm2。然而，主动负载电路的不匹配(即电压偏移vos2)反映到差分对电路的输入偏压vos2'，即vos2'＝vos2*gm2/gm1，所以，小的跨导gm操作的误差放大器ea导致更大的输入偏移。

为了治愈输入偏压的缺陷(即减小输入偏压)，一种方式是增加误差放大器ea的面积。然而，在当前的应用中，传统开关模式led驱动器的参考电压vref被要求为具有±3％容忍范围的200微伏特，因此需要小的电压偏移。

参考图2a，图2a是用于补偿误差放大器的输入偏压的传统补偿电路的示意图。传统补偿电路2包括能隙电压产生器21、修整电路22、开关sw1，sw2和调光控制电路23。能隙电压产生器21连接到修整电路22，开关sw1连接到修整电路22和误差放大器ea，且开关sw2连接到调光控制电路23和误差放大器ea。

能隙电压产生器21用于产生能隙电压给修整电路21。修整电路21具有串联连接的电阻r1～r4，并且还具有熔断器f1和f2，其中熔断器f1并联连接到电阻r2，并且熔断器f2并联连接到电阻r3。电阻r2和r3的连接点连接到误差放大器ea，以提供参考电压vref给误差放大器ea。

能隙电压被输入到修整电路21。当输入偏压vos不存在时，熔断器f1和f2不熔断，使得参考电压vref是由电阻r1和r4对能隙电压分压所产生的分压。当输入偏压vos存在时，熔断器f1和f2中的至少一个熔断，参考电压vref是由电阻“r1、r2、r4”、“r1、r3、r4”或“r1～r4”对能隙电压分压所产生的分压，以补偿输入偏压vos。例如，当所需的参考电压vref为200微伏特，而输入偏压vos为-20微伏特时，为了补偿-20微伏特，熔断器f1和f2中的至少一个被熔断，因此实际参考电压vref增加到220微伏特。

当调光功能禁能时，开关sw1导通，因此输入偏压vos已被补偿的参考电压vref会被输入到误差放大器。当调光功能致能时，开关sw2导通。调光控制电路23具有定义输入模拟信号and和参考电压vref的关系的模拟调光比率曲线，因此调光控制电路23基于模拟调光比率曲线将输入模拟信号and转换为参考电压vref。

参考第2b图，第2b图是模拟调光比率曲线的曲线图。调光控制电路23的理想模拟调光比率曲线如第2b图所示。然而，因输入偏压vos存在的原因，模拟调光比率曲线会向上或向下偏移。也就是说，修整电路21不能帮助调光控制电路23补偿输入偏压vos的影响，并且调光控制电路23应该调整理想的模拟调光例比曲线，以处理输入偏压vos的影响。

在此请注意，对于如图2a与图2b所示的模拟调光，用于调光的实际参考电压vref可以表示为vref＝(and-0.2)+vos。此外，在使用脉波宽度调制(pwm)调光的同时，输入偏压vos仍然影响pwm调光，调光的实际参考电压vref可以表示为vref＝(vrefideal+vos)*duty，其中理想参考电压表示为vrefideal，占空比表示为duty。简而言之，在调光功能中不能应用上述补偿输入偏压的修整方式。

市面上尚有其他用于补偿误差放大器的输入偏压的补偿补偿电路。然而，在上述每个市售的补偿电路中，误差放大器的电流源须与补偿电流源相同，且在补偿之前，必须得先知道偏移电流，并且补偿电路中的两个以上的晶体管应设计为匹配。不幸的是，偏移电流随着制程变化而变化是不容易知道的，并且用于匹配两个以上晶体管的设计也不容易。

技术实现要素：

本发明的示范实施例提供了用于补偿误差放大器的输入偏压的补偿电路，并且所述补偿电路包括电平移位器、第一修整电路、第二修整电路和补偿电流吸收装置。电平移位器用于移位回馈电压的电平和预定参考电压的电平，从而输出电平移位回馈电压和电平移位参考电压。第一修整电路连接到电平移位器和误差放大器，用以根据修整码修整其第一电阻值，以调整电平移位参考电压，其中修整码具有输入偏压和要修整的电阻值的比率关系。第二修整电路连接到电平移位器和误差放大器，用以根据修整码修整其第二电阻值，以调整电平移位回馈电压。补偿电流吸收装置连接到第一和第二修整电路，用于吸收通过第一和第二修整电路的电流。

本发明的示范实施例还提供了包括误差放大器和上述补偿电路的误差放大器电路。

综上所述，因为只有两个晶体管须被设计成匹配，以及只有电阻须被设计为匹配，因此所提供的用以补偿误差放大器的输入偏压的补偿电路可以容易地被设计，且具有较小的面积。

为了进一步理解本发明的技术、手段和效果，可以参考以下详细描述和附图，从而可以彻底和具体地理解本发明的目的、特征和概念。然而，以下详细描述和附图仅用于参考和说明本发明的实现方式，其并非用于限制本发明。

附图说明

提供的附图用以使本发明所属技术领域的本领域技术人员可以进一步理解本发明，并且被并入与构成本发明的说明书的一部分。附图示出了本发明的示范实施例，并且用以与本发明的说明书一起用于解释本发明的原理。

图1a是传统开关模式led驱动器的示意图。

图1b是误差放大器的示意图。

图2a是用于补偿误差放大器的输入偏压的传统补偿电路的示意图。

图2b是模拟调光比率曲线的曲线图。

图3是本发明的示范实施例的误差放大器电路的示意图。

符号说明

1：开关模式led驱动器

11：电流-电压转换器

2：传统补偿电路

22：修整电路

23：调光控制电路

3：补偿电路

2、31：能隙电压产生器

32：分压器

33：第一修整电路

34：第二修整电路

35：电平移位器

36：补偿电流吸收装置

and：输入模拟信号

c_comp：补偿电容

cmp：比较器

comp：误差信号

cs：回馈电压

duty：脉冲信号

ea：误差放大器

f1、f2：熔断器

gnd：接地电压

iled：led电流

ios_op：运算放大器

ios_a、ios_b：电流

is、is1、is2：电流源

mn1、mn2、mn3、mn4：nmos晶体管

mp1、mp2、mp3、mp4：pmos晶体管

r1、r2、r3、r4、ra、rb、rc：电阻

sw1、sw2：开关

vd：预定参考电压

vref：参考电压

v_saw：锯齿波信号

vos：输入偏压

具体实施方式

现在将详细参考本发明的示范实施例，其示范实施例会在附图中被绘示出。在可能的情况下，在附图和说明书中使用相同的组件符号来指代相同或相似的部件。

本发明的示范实施例提供了在误差放大器电路中使用的补偿电路，并且补偿电路可以补偿误差放大器电路中的误差放大器的输入偏压。补偿电路补偿误差放大器输入端前方的输入偏压，从而在电路探测过程中只需要测量输入偏压。然后，可以计算输入偏压的修整码，其中修整码记录输入偏压和要修整的电阻值的比率关系。

在本发明示范实施例中，电阻应被设计为彼此匹配，并且仅两个晶体管须被设计为彼此匹配。因此，本发明的示范实施例中的补偿电路的匹配设计比传统补偿电路的匹配设计更容易。此外，由于仅需要将两个晶体管设计成彼此匹配，所以在示范实施例中，补偿电路的电路面积可以减少，且可以不考虑其他晶体管的工作点和补偿电流。

本发明示范实施例中的补偿电路包括电平移位器、第一修整电路、第二修整电路和补偿电流吸收装置。电平移位器接收预定参考电压和由led电流产生的回馈电压，并将经电平移位的参考电压和回馈电压分别输出到第一和第二修整电路。第一和第二修整电路中的每一者具有串联连接的多个电阻和并联连接到多个电阻的多个熔断器。补偿电流吸收装置连接到第一和第二修整电路，以吸收补偿电流。

修整码记录输入偏压和要修整的第一或第二修整电路的电阻值的比率关系。第一或第二修整电路中的熔断器根据修整码被熔断，因此第一或第二修整电路可以修整电平移位参考电压(电平移位后的参考电压)或电平移位回馈电压(电平移位后的回馈电压)，以将修整参考电压(修整后的参考电压)或修整回馈电压(修整后的回馈电压)输出到误差放大器。由于电平电移位参考电压或电平移位回馈电压被修整，故可以补偿输入偏压。

请参考图3，图3是本发明示范实施例的误差放大器电路的示意图。误差放大器电路包括误差放大器ea和补偿电路3。补偿电路3连接到误差放大器ea，并且输出修整参考电压(即vref+vos)和电平移位回馈电压给误差放大器ea(当输入偏压为正时)，提供或者替代地，输出电平移位参考电压与修整回馈电压给误差放大器ea(当输入偏压为负时)。

补偿电路3包括能隙电压产生器31、分压器32、第一修整电路33、第二修整电路34、电平移位器35和补偿电流吸收装置36。能隙电压产生器31连接到电平移位器35，电平移位器35连接到第一修整电路33和第二修整电路34。第一修整电路33和第二修整电路34连接到误差放大器ea和补偿电流吸收装置36。

能隙电压产生器31用于提供能隙电压。分压器32用以来对能隙电压进行分压，以产生预定参考电压vd(例如，200微伏特)。分压器32可以包括串联连接的电阻r1和r2，并且在电阻r1和r2的连接点产生预定参考电压vd。在此请注意，前述分压器32的实现方式不用于限制本发明。此外，能隙电压产生器31和分压器32并非补偿电路3中的必要组件，并且预定参考电压vd可以从外部电压源输入到补偿电路3。

电平移位器35用于接收预定参考电压vd和回馈电压cs，并且移位预定参考电压vd和回馈电压cs的电平，以分别产生电平移位参考电压和电平移位回馈电压给第一修整电路33和第二修整电路34。

电平移位器35可以由电流源is1、is2和pmos晶体管mp1、mp2来实现，并且本发明不限制电平移位器35的实现方式。pmos晶体管mp1的闸极端连接到电阻r1和r2的连接点，以接收预定参考电压vd，pmos晶体管mp1的源极端连接到电流源is1和第一修整电路33，并且pmos晶体管mp1的汲极端连接到接地电压gnd。pmos晶体管mp2的闸极端用于接收回馈电压cs，pmos晶体管mp2的源极端连接到电流源is2和第二修整电路34，pmos晶体管mp2的汲极端连接到接地电压gnd。

第一修整电路33包括串联连接的多个电阻ra和并联连接到多个电阻ra的多个熔断器f1。第二修整电路34包括串联连接的多个电阻rb和并联连接到多个电阻rb的多个熔断器f2。在此请注意，为了使图3较为简洁，图3仅绘示了第一修整电路33中的一个电阻ra和一个熔断器f1，以及绘示了第二修整电路34中的一个电阻rb和一个熔断器f2，但是本发明不限制于此。熔断器f1和f2根据修整码被熔断，以修整电平移位参考电压，因此第一修整电路33用于产生修整参考电压(即vref+vos)给误差放大器ea的一个输入端。

具体地说，在理想情况下，输入偏压vos不存在，因此所有熔断器f1和f2都不被熔断。此时，第一修整电路33和第二修整电路34分别输出参考电压vref(例如，200微伏特)和电平移位回馈电压到误差放大器ea。当输入偏压vos为正时，至少一个熔断器f1被熔断，因此第一修整电路33产生到误差放大器ea的修整参考电压(即vref+vos)。当输入偏压vos为负时，至少一个熔断器f2被熔断，因此第二修整电路34产生到误差放大器ea的修整回馈电压(即cs+vos)。

在此请注意，电阻ra可以具有不同的电阻值。例如，电阻ra的电阻可以是0.25r、0.5r、r、2r、4r和r乘以2的其他幂次方，其中r是单位电阻值。以此类似的方式，电阻rb的电阻可以是0.25r、0.5r、r、2r、4r和r乘以2的其他幂次方。然而，电阻ra和rb的电阻值不用于限制本发明。

pmos晶体管mp1和mp2可以不用被设计为彼此匹配，因为第一或第二修整电路33、34的修整参考电压或修整回馈电压不仅补偿误差放大器ea的输入偏压vos，而且还补偿电平移位器35中的pmos晶体管mp1和mp2的不匹配。

补偿电流吸收装置36用于吸收补偿电流，其中补偿电流是通过第一修整电路33和第二修整电路34的电流ios_b、ios_a的总和。补偿电流吸收装置36包括具有高增益和较小电压偏移的运算放大器ios_op、nmos晶体管mn1、mn2和电阻rc。运算放大器ios_op的输入端分别连接到预定参考电压vd(或另一个调节的电压基准)和电阻rc的一端。nmos晶体管mn1和mn2的闸极端连接到运算放大器ios_op的输出端。nmos晶体管mn1和mn2的源端连接到电阻器rc的一端，电阻rc的另一端连接到接地电压gnd。nmos晶体管mn1和mn2的汲极端分别连接到第二修整电路34和第一修整电路33。

nmos晶体管mn1和mn2应被设计成彼此匹配，使得通过nmos晶体管mn1和mn2的电流ios_b，ios_a相同。此外，电阻rc的电阻值可以是单位电阻r的倍数，例如10r，也就是说，电阻ra、rb、rc需要被设计成彼此匹配。应注意，匹配电阻ra、rb、rc的设计比匹配晶体管的设计更容易，并且匹配仅两个nmos晶体管mn1和mn2的设计比用于匹配多于两个晶体管的设计更容易。

例如，当预定参考电压为200微伏特(mv)时，电阻rc的电阻值为10r，输入偏压vos为5微伏特，对应于具有5r的电阻值的电阻ra的一个熔断器f1在第一修整电路33中被熔断，以便用5微伏特补偿输入偏压vos。也就是说，参考电压vref上的增量电压为vos_c＝0.5*(200mv/10r)*ra，当vos_c为5微伏特时，电阻ra的电阻值应为r，其中通过第一修整电路33的电流ios_b为0.5*(200mv/10r)。

如上所述，运算放大器ios_op具有较小的电压偏移，并且运算放大器ios_op的电压偏移可以除以电阻rc的电阻值。例如，在三个标准偏差的情况下，误差放大器ea具有20微伏特的最大输入偏压vos，运算放大器ios_op的电压偏移被表示为vos_x，并且对应于具有2r的电阻值的电阻器ra的一个熔断器被熔断。此时，参考电压vref上的增量电压为vos_c＝0.5*(200mv+vos_x)/10r*2r＝20mv+vos_x/10。假设运算放大器ios_op的输入级面积大小为400μm2，在三个标准偏差的情况下，电压偏移vos_x的最大值为3.3微伏特。因此，影响参考电压vref上的增量电压的电压偏移vos_x仅为0.33微伏特。0.33微伏特为200微伏特的0.165％的电压变化，符合200微伏特的±3％容忍范围的规范。

因此，在本发明示范实施例中，因为仅两个晶体管须被设计为匹配，以及多个电阻须被设计为匹配，因此用于补偿误差放大器的输入偏压的补偿电路可以容易地被设计，并且具有小的面积。此外，在电路探测过程中，只须知道输入偏压即可，误差放大器的偏移电流和误差放大器的跨导可以忽略，而无须知悉。

上述描述仅仅是本发明的示范实施例，而不意图限制本发明的范围。因此，基于本发明的权利要求的各种等效的改变、替代或修改都被视为被本发明的范围所包含。