本发明属于锁相环技术领域，尤其涉及一种基于电阻增强型前馈的正交环形振荡器。
背景技术：
振荡器是锁相环中的重要组成部分，决定了射频收发机中的载波频率。为了提高射频收发机的使用寿命，降低功耗是必须采用的方法，目前降低电源电压的方式是解决功耗问题的关注焦点与研究热点。伴随着电源电压的降低，晶体管本征增益、特征频率的降低使得传统电路结构的性能变差，因此常规结构的电路已不适用，改进电路结构是唯一途径。
为了满足低功耗要求，采用结构简单的单端延迟单元构造环形振荡器，单端延迟单元晶体管数目较少且能在低电压下工作，与差分延迟单元相比，功耗较小；为了输出四路正交信号，环形振荡器的级数需要是4的倍数，其中，四级单端延迟单元组成的环形振荡器能实现最低的功耗。然而，四级单端环形振荡器的直流相移为0°，每级延迟单元的频率相移只有在频率为无穷大时才为90°，所以该振荡器不满足巴克豪森准则。为了让该四级单端环形振荡器满足巴克豪森准则，需要对电路进行改进。
技术实现要素：
本发明所要解决的技术问题是针对背景技术的不足提供了一种基于电阻增强型前馈的正交环形振荡器。
为解决上述技术问题，本发明采用的技术方案为：
一种基于电阻增强型前馈的正交环形振荡器，包括第一延迟单元A1、第二延迟单元A2、第三延迟单元A3和第四延迟单元A4；
其中，第一延迟单元A1的第一输入信号接第三延迟单元A3的输出信号IP，第一延迟单元A1的第二输入信号接第四延迟单元A4的输出信号QP；第二延迟单元A2的第一输入信号接第四延迟单元A4的输出信号QP，第二延迟单元A2的第二输入信号接第一延迟单元A1的输出信号IN；第三延迟单元A3的第一输入信号接第一延迟单元A1的输出信号IN，第三延迟单元A3的第二输入信号接第二延迟单元A2的输出信号QN；第四延迟单元A4的第一输入信号接第二延迟单元A2的输出信号QN，第四延迟单元A4的第二输入信号接第三延迟单元A3的输出信号IP。
作为本发明一种基于电阻增强型前馈的正交环形振荡器的进一步优选方案，第一延迟单元A1、第二延迟单元A2、第三延迟单元A3和第四延迟单元A4分别包括第一NMOS管NM1、第二NMOS管NM2、第一PMOS管PM1和第一电阻R；
其中，第一PMOS管PM1的源极接供电电源，第一PMOS管PM1的栅极接第一输入信号IP，第一PMOS管PM1的漏极接第一电阻R的正端；第一电阻R的负端接第二NMOS管NM2的漏极，第二NMOS管NM2的栅极接第一输入信号IP，第二NMOS管NM2的源极接地；第一NMOS管NM1的漏极接第二NMOS管NM2的漏极，第一NMOS管NM1的栅极接第二输入信号QP，第一NMOS管NM1的源极接地；第一电阻R的负端为输出信号IN。
本发明提供的基于电阻增强型前馈的正交环形振荡器，相比于现有技术，具有如下有益效果：
①前馈支路能加速输出节点电平的翻转速率，而电阻增强型前馈支路增大了前馈加速输出节点电平翻转速率的力度，进一步提高了振荡频率；
②由推导得到的频率表达式可得，通过调节直接支路与前馈支路的跨导比值能改变振荡频率；
③偶数级单端环形振荡器能均衡振荡器在正负半周期内的振荡电流，能有效减少本征抖动，改善相位噪声；
④输出的四路正交信号能直接驱动后级混频器，减少系统的功耗。
由上述特点可知：本发明是一种适用于低电压低功耗应用场合的环形振荡器，该环形振荡器利用前馈支路提高振荡频率；并且电路中电源到地之间最多串联两个晶体管，能适用于低电压的应用场合。
附图说明
图1为本发明的基于电阻增强型前馈的正交环形振荡器的电路图；
图2为环形振荡器的振荡波形，其中，图2(a)为前馈支路为电阻增强型反相器；图2(b)为前馈支路无电阻增强；
图3(a)为本发明的基于电阻增强型前馈的正交环形振荡器的结构图；
图3(b)为延迟单元的电路图；
图4为环形振荡器输出信号的极坐标图；
图5为本发明的延迟单元中直接支路与前馈支路的跨导比值和振荡频率的关系图。
具体实施方式
下面结合附图对本发明作更进一步的说明。
在环形振荡器中加入四条电阻增强型前馈支路，直接支路与前馈支路共同作用在输出节点，能让延迟单元产生90°的频率相移。本发明提出的一种基于电阻增强型前馈的正交环形振荡器，由四级单端延迟单元构成，每级延迟单元具有直接支路和前馈支路，直接支路由开漏NMOS晶体管组成，前馈支路由电阻增强型反相器构成。本发明推导了该振荡器的频率表达式以及起振条件，通过调节两条支路的跨导比值能改变振荡频率。
本发明的环形振荡器，电阻增强型前馈支路能增大前馈加速输出节点电平翻转速率的力度，进一步提高振荡频率；相比于差分延迟单元，单端延迟单元构成的环形振荡器能有效降低功耗；除此之外，偶数级的环形振荡器能从根本上减少本征抖动。
通常情况下，单端环形振荡器的级数是奇数，因此在振荡波形的正负半周期中，环路内有不同数量的延迟单元对负载充电与放电。充放电电流的周期性变化，会造成振荡频率的周期性变化，经过不断叠加后会得到周期性的抖动，通常是几十皮秒(ps)。这种由于单端环形振荡器自身原因造成的抖动称为本征抖动。减少本征抖动最简单的方法就是均衡环形振荡器在正负半周期内的振荡电流，因此本发明提供的偶数级单端环形振荡器能有效减少本征抖动，改善相位噪声。
具体实施例如下：
图1为一种基于电阻增强型前馈的正交环形振荡器，该振荡器满足巴克豪森准则，能输出四路正交信号，直接推动后级混频器，节省了分频器的功耗。每级前馈型延迟单元由直接支路和电阻增强型前馈支路组成。电阻增强是通过在反相器中加入电阻来实现的，PMOS晶体管的栅极电压由于这个电阻上的压降而迅速下降，使得PMOS晶体管快速开启后进入线性区，增大了充电电流，减少了上升时间，振荡周期得到减小，振荡频率增大。
图2为前馈支路无电阻与有该电阻的振荡波形，仿真显示振荡频率由1.35GHz升高至2.22GHz，振荡周期减少了64.4％。
如图1所示，所述环形振荡器包括第一延迟单元A1、第二延迟单元A2、第三延迟单元A3和第四延迟单元A4。
第一延迟单元A1的第一输入信号接第三延迟单元A3的输出信号IP，第一延迟单元A1的第二输入信号接第四延迟单元A4的输出信号QP；第二延迟单元A2的第一输入信号接第四延迟单元A4的输出信号QP，第二延迟单元A2的第二输入信号接第一延迟单元A1的输出信号IN；第三延迟单元A3的第一输入信号接第一延迟单元A1的输出信号IN，第三延迟单元A3的第二输入信号接第二延迟单元A2的输出信号QN；第四延迟单元A4的第一输入信号接第二延迟单元A2的输出信号QN，第四延迟单元A4的第二输入信号接第三延迟单元A3的输出信号IP。
具体的，所述延迟单元包括第一NMOS管NM1、第二NMOS管NM2、第一PMOS管PM1和第一电阻R。
第一PMOS管PM1的源极接供电电源，第一PMOS管PM1的栅极接第一输入信号IP，第一PMOS管PM1的漏极接第一电阻R的正端；第一电阻R的负端接第二NMOS管NM2的漏极，第二NMOS管NM2的栅极接第一输入信号IP，第二NMOS管NM2的源极接地；第一NMOS管NM1的漏极接第二NMOS管NM2的漏极，第一NMOS管NM1的栅极接第二输入信号QP，第一NMOS管NM1的源极接地；第一电阻R的负端为输出信号IN。
图3(a)为本实施例的基于电阻增强型前馈的正交环形振荡器图的结构图，该振荡器能够输出四路正交信号Vn+1、Vn、Vn-1和Vn-2，每两个相邻信号之间具有相同的相位差θ。当满足相位条件时，θ＝π/2。
从图3(a)中可以看出，信号Vn比信号Vn-1的相位超前θ，信号Vn-1比信号Vn-2的相位也超前θ。换个角度，即信号Vn比信号Vn-1的相位滞后θ'，信号Vn-1比信号Vn-2的相位也滞后θ'，θ'＝2π-θ＝3π/2。不同信号的幅度大小相等，故可以表示为：
Vn＝Vn-1·e-jθ',(θ'＞0) (1.1)
Vn-1＝Vn-2·e-jθ',(θ'＞0) (1.2)
将直接支路的跨导设为gm1，前馈支路的跨导设为gm2，两条支路对于输入信号均具有反相的作用，所以需要添加负号，如图3(b)所示为延迟单元的电路图，电阻R与电容C是输出信号Vn端的负载，信号Vn可以表示为两个输入信号Vn-1、Vn-2分别经过直接支路与前馈支路得到的输出信号：
将信号Vn-2用信号Vn-1表示，可以得到：
写出该延迟单元的传递函数：
那么该传递函数的相位表达式为：
已知信号Vn比信号Vn-1的相位滞后θ'，即那么：
由小信号电路推导得到的振荡频率与实际的频率略有差异，但是从该结论中能找出优化频率的途径。由式(1.10)可以得到振荡频率与gm1/gm2的比值关系密切，通过增大直接支路或者减小前馈支路的跨导可以提高振荡频率。
当然，从极坐标图中也能分析得到振荡频率的表达式，如图4所示为环形振荡器输出信号的极坐标图。
直接支路的传递函数为：
前馈支路的传递函数为：
信号Vn-1经过直接支路得到信号Vn-1'，信号Vn-2经过前馈支路得到信号Vn-2'，信号Vn-1'与信号Vn-2'合成了输出信号Vn，表达式如下：
已知信号Vn-1比信号Vn-2的相位滞后θ'，即Vn-2＝Vn-1·ejθ',θ'＞0，那么：
写出信号Vn-1到信号Vn的传递函数：
那么该传递函数的相位表达式为：
已知信号Vn比信号Vn-1的相位滞后3π/2，将代入上式可计算出频率的表达式。但是计算过程比较复杂，直接从极坐标图中观察，发现若信号Vn-1'与信号Vn-2'合成的输出信号Vn正好落在x轴的正半轴，那么可以实现信号Vn比信号Vn-1的相位滞后3π/2。因此只要图中的平行四边形满足式(1.17)的条件，合成的信号Vn正好落在x轴的正半轴：
A2·sinθ2＝A1·cosθ1 (1.17)
由直接支路和前馈支路的传递函数已知：代入式(1.17)：
假设直接支路和前馈支路的负载设计得完全相同，即p1＝p2＝p，那么：
若p＝1/RC，则与式(1.10)的结果一致。如图5所示为直接支路与前馈支路的跨导比值和振荡频率的关系，随着比值的增加，振荡频率得到了提高，当增加到一定程度时频率会饱和。而且过大的比值会造成前馈支路的电流过小，带来停振的风险。
该四级电阻增强型前馈正交环形振荡器的环路增益为：
在振荡频率处，且环路增益的模需要大于等于1：
化简得：
gm2R≥1 (1.24)
在简化的小信号电路条件下推导可得，保证该振荡器起振的条件是前馈支路的增益大于等于1。然而在实际情况中，直接支路与前馈支路的负载电阻与负载电容是不同的，而且在起振后，电路的跨导会变化，因此会带来两条支路电流的变化。若在某个输出节点处，直接支路的充电/放电电流远大于前馈支路的放电/充电电流，节点的电位将无法翻转，振荡器会停止振荡，出现环路锁定的情况，所以在电路参数的选取上需要慎重考虑。
由上述可知，本实施例的创新之处主要体现在电阻增强型前馈支路的设计以及振荡频率和起振条件的计算方法上。电阻增强型前馈支路能增大前馈加速输出节点电平翻转速率的力度，能进一步减少延迟单元的上升时间，减小振荡周期，提高振荡频率；计算延迟单元的传递函数能得到振荡频率和起振条件的表达式，其中采用极坐标图的方式能直观的得出频率的表达式。
以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出：对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。