一种低噪声高转换增益的上变频混频器的制作方法

本发明为射频集成电路技术领域，具体涉及一种低噪声高转换增益的上变频混频器。

背景技术：

随着无线通信技术的不断发展，从以雷达技术为首的军事应用，到以移动通信为主的民用技术，越来越多的无线通信应用进入人们的眼前。在现代通信系统中，射频收发前端具有举足轻重的作用，而混频器作为其中的核心模块之一，更对系统性能、成本有深远的影响。

在射频发射前端电路中，混频器实现中频信号和射频信号的转换。混频器分为无源混频器和有源混频器。无源混频器没有静态电流流过开关混频级，闪烁噪声较小，且线性度较高，但缺点是无法提供增益，一般在无源混频器后会接跨阻放大器，这会增加设计的复杂度、功耗、面积与成本。有源混频器可以提供增益，典型结构是吉尔伯特双平衡混频器，它具有较好的端口隔离度，且相对于无源混频器后接跨阻放大器具有较小的面积，但缺点是噪声较高、线性度较差。

技术实现要素：

本发明的目的是提供一种低噪声高转换增益的上变频混频器，主要技术方案如下：

一种低噪声高转换增益的上变频混频器，采用基于双平衡吉尔伯特混频器结构，包括：

输入跨导单元将中频电压信号(if+、if-)转换为射频电流信号，采用互补pmos\nmos结构，pmos和nmos共用直流电流，pmos管的直流电流注入nmos管中；

开关单元在本振电压信号(lo+、lo-)的开关控制下，将输入跨导单元输出的中频电流信号通过电流换向变频，产生射频电流信号；

负载单元将开关单元输出的电流信号转换为射频电压信号，差分射频电压信号(rf+、rf-)从开关单元和负载单元之间输出，采用pmos做有源负载，并给pmos栅极单独提供偏置电压。

所述输入跨导单元包括：第一晶体管(m1)、第二晶体管(m2)、第三晶体管(m3)和第四晶体管(m4)；其中，所述第一晶体管(m1)与第三晶体管(m3)、第二晶体管(m2)与第四晶体管(m4)组成pmos/nmos互补结构，即第一晶体管(m1)与第三晶体管(m3)的栅极通过第一电容(c1)并联耦合，共同输入正向中频信号(if+)，第一晶体管(m1)与第三晶体管(m3)的漏极连接，共同与第五晶体管(m5)和第六晶体管(m6)的源极连接，第一晶体管(m1)的源极接地端gnd，第三晶体管(m1)的源极接电源vdd；

所述第二晶体管(m2)与第四晶体管(m4)的栅极通过第二电容(c2)并联耦合，共同输入反向中频信号(if-)，第二晶体管(m2)与第四晶体管(m4)的漏极连接，共同与第七晶体管(m7)和第八晶体管(m8)的源极连接，第二晶体管(m2)的源极接地端gnd，第四晶体管(m4)的源极接电源vdd。

所述开关单元包括：第五晶体管(m5)、第六晶体管(m6)、第七晶体管(m7)和第八晶体管(m8)；其中，所述第五晶体管(m5)的栅极与正向本振信号(lo+)连接，源极与第一晶体管(m1)的漏极连接，漏极与第九晶体管(m9)的漏极连接，并通过第四电容(c4)与第十晶体管(m10)的栅极连接；

所述第六晶体管(m6)的栅极与反向本振信号(lo-)连接，源极与第一晶体管(m1)的漏极连接，漏极与第十晶体管(m10)的漏极连接，并通过第三电容(c3)与第九晶体管(m10)的栅极连接；

所述第七晶体管(m7)的栅极与反向本振信号(lo-)连接，源极与第二晶体管(m2)的漏极连接，漏极与第五晶体管(m5)的漏极连接；

所述第八晶体管(m8)的栅极与正向本振信号(lo+)连接，源极与第二晶体管(m2)的漏极连接，漏极与第六晶体管(m6)的漏极连接。

所述负载单元包括：第九晶体管(m9)、第十晶体管(m10)、第三电容(c3)与第四电容(c4)；

其中，所述第九晶体管(m9)的源极与电源vdd连接，栅极通过第三电容(c3)与第六晶体管(m6)的漏极连接，漏极与第五晶体管(m5)的漏极连接，并连接正向输出射频电压信号(rf+)；

所述第十晶体管(m10)的源极与电源vdd连接，栅极通过第四电容(c4)与第五晶体管(m5)的漏极连接，漏极与第六晶体管(m6)的漏极连接，并连接反向输出射频电压信号(rf-)。

本发明的实质性特点和有益效果如下：

(1)基于双平衡吉尔伯特混频器结构，在保证优秀的隔离度性能和一定的功耗条件下，优化整体的噪声性能，提高电路的转换增益和线性度。

(2)在输入跨导单元采用互补pmos\nmos结构，pmos和nmos共用直流电流，可以实现在不增加电路功耗的情况下，提高混频器跨导级的跨导值，以此提高转换增益；

(3)在输入跨导单元采用的互补pmos\nmos结构中，结合了电流注入技术以改善噪声性能。即pmos管的直流电流注入nmos管中，从而减小了开关级晶体管的直流电流，从而减小了开关级带来的噪声贡献，降低了整体的噪声系数；

(4)在输入跨导单元采用的互补pmos\nmos结构中，结合了导数叠加技术以改善线性度。利用pmos和nmos的二、三阶跨导(g′m、g″m)分布，通过合理设计偏置和尺寸，使得pmos和nmos的g″m部分抵消，从而提高iip3。

(5)在负载单元采用pmos做有源负载，并给pmos栅极单独提供偏置电压，通过设置栅极偏置电压，减小了负载级直流压降，并通过电容交叉耦合，将输出射频信号再次放大，进一步提高了混频器转换增益。

附图说明

图1为本发明具体实例混频器电路原理图；

图2为本发明具体实例混频器的转换增益的仿真结果图；

图3为本发明具体实例混频器的噪声系数的仿真结果图；

图4为本发明具体实例混频器的输入三阶交调点iip3的仿真结果图。

具体实施方式

为使本发明要解决的技术问题、技术方案和优点更加清楚，下面结合附图，对本发明的具体实施方式进行说明。

如图1所示，所述输入跨导单元包括：第一晶体管(m1)、第二晶体管(m2)、第三晶体管(m3)和第四晶体管(m4)；

其中，所述第一晶体管(m1)与第三晶体管(m3)、第二晶体管(m2)与第四晶体管(m4)组成pmos/nmos互补结构，即第一晶体管(m1)与第三晶体管(m3)的栅极通过第一电容(c1)并联耦合，共同输入正向中频信号(if+)，第一晶体管(m1)与第三晶体管(m3)的漏极连接，共同与第五晶体管(m5)和第六晶体管(m6)的源极连接，第一晶体管(m1)的源极接地端gnd，第三晶体管(m1)的源极接电源vdd；

所述第二晶体管(m2)与第四晶体管(m4)的栅极通过第二电容(c2)并联耦合，共同输入反向中频信号(if-)，第二晶体管(m2)与第四晶体管(m4)的漏极连接，共同与第七晶体管(m7)和第八晶体管(m8)的源极连接，第二晶体管(m2)的源极接地端gnd，第四晶体管(m4)的源极接电源vdd。

所述第三晶体管(m3)和第四晶体管(m4)为pmos晶体管，其余晶体管均为nmos晶体管。

本发明的实施例中，在输入跨导单元(m1与m3、m2与m4)采用互补结构，即信号从pmos与nmos并联输入，这样的结构可以同时实现功耗、增益、噪声、线性度四个方面的性能提升，在本发明的实施例中，主要实现针对一定功耗情况下，噪声和增益的改善：

在功耗和增益方面，这是一种电流复用的跨导提升结构，即pmos与nmos(m1与m3、m2与m4)共用直流电流，吉尔伯特双平衡混频器的转换增益公式为：

其中，gm为跨导级跨导值，rl为负载级等效电阻。

在跨导级，输入信号通过共源nmos得到放大，同时也通过共源pmos得到放大，这种结构下总的跨导为：

gm＝gmn+gmp

，其中，gmn和gmp分别为nmos管和pmos管的跨导。由此可知，这种结构在不增加偏置电流的情况下，增加了跨导管的gm，从而增大了混频器的转换增益。

在噪声方面，这是一种电流注入结构，电流注入是指通过减小开关级电流，可以有效降低电路的噪声。跨导单元第一晶体管(m1)和第二晶体管(m2)的直流电流由两部分组成：

in＝ilo+ip

其中，ilo是通过开关管和负载的电流，ip是通过pmos对nmos管的注入电流。pmos管的直流电流注入nmos管，减少了开关级的电流，从而降低了混频器的噪声。

在线性度方面，这种结构是改进的导数叠加结构，利用pmos和nmos的二、三阶跨导(g′m、g″m)分布，通过合理设计偏置和尺寸，使得pmos和nmos的g″m部分抵消，从而提高iip3。即同时实现了电流复用、跨导提升、电流注入以及导数叠加，从功耗、增益、噪声、线性度四个不同的方面优化了电路性能。在本发明中，优先考虑了一定功耗下的噪声和增益性能，同时保证了跨导单元具有较高的线性度。

如图1所示，所述负载单元包括：第九晶体管(m9)、第十晶体管(m10)、第三电容(c3)与第四电容(c4)；

其中，所述第九晶体管(m9)的源极与电源vdd连接，栅极通过第三电容(c3)与第六晶体管(m6)的漏极连接，漏极与第五晶体管(m5)的漏极连接，并连接正向输出射频电压信号(rf+)；

所述第十晶体管(m10)的源极与电源vdd连接，栅极通过第四电容(c4)与第五晶体管(m5)的漏极连接，漏极与第六晶体管(m6)的漏极连接，并连接反向输出射频电压信号(rf-)。

所述电源(vdd)提供直流偏置电压，且电压值为1.2v。

在负载级，为降低直流压降，采用了pmos管作有源负载，并采用电容耦合的方式，将射频信号通过pmos管进一步放大：

开关单元输出正向射频电流信号，通过第九晶体管(m9)的漏极看进去的阻抗转变为正向射频电压信号(rf+)输出，同时，正向射频电压信号(rf+)通过第四电容(c4)耦合到共源结构的第十晶体管(m10)的栅极，经过反向放大之后，从第十晶体管(m10)的漏极输出，成为反向射频电压信号(rf-)，增大了反向射频电压信号；

开关单元输出反向射频电流信号，通过第十晶体管(m10)的漏极看进去的阻抗转变为反向射频电压信号(rf-)输出，同时，反向射频电压信号(rf-)通过第三电容(c3)耦合到共源结构的第九晶体管(m9)的栅极，经过反向放大之后，从第九晶体管(m9)的漏极输出，成为正向射频电压信号(rf+)，增大了正向射频电压信号；

通过上述有源负载交叉耦合方式，混频器的转换增益进一步得到提高。

本发明采用hhnec0.18μmcmos工艺，使用cadencespectrerf仿真器进行了仿真验证。射频频率frf为900mhz，本振频率flo为850mhz，中频频率fif为50mhz。

图2为本文中混频器的转换增益仿真结果，可以看出混频器在中频频率为50mhz时转换增益为20.02db，表明本发明的混频器具有较高的增益。

图3为噪声系数仿真图，可以看出在可以看出混频器在射频频率为900mhz时噪声系数为6.09db，表明本发明的混频器具有合适的噪声系数。

图4为输入三阶交调点iip3仿真图，可以看出混频器在射频频率为900mhz时，三阶交调点iip3为-9.66dbm，由此可知该混频器具有较好的线性度，能够满足一般应用场景下的线性度要求。

本发明有益效果在于：在输入跨导单元，利用了互补pmos/nmos结构，同时实现了功耗、增益、噪声、线性度的优化，主要实现了在一定功耗的情况下，跨导提升技术和电流注入技术的结合，提高了转换增益，降低了噪声系数；在负载单元，采用pmos做有源负载，减小了负载级直流压降，并通过电容交叉耦合，将输出射频信号再次放大，进一步提高了混频器转换增益。同时，并不引入片上电感，从而实现了低噪声、高增益、低成本的上变频混频器电路。

尽管上述内容结合附图对本发明进行了具体描述，但是本发明并不局限于上述的具体实施方式，上述的具体实施方式仅仅是示意性的，而不是限制性的。本领域的普通技术人员在本发明的启示下，在不脱离本发明宗旨的情况下，还可以做出很多变形，这些均属于本发明的保护之内。