一种高增益低噪声的差分放大器的制作方法

本发明涉及集成电路技术领域，具体涉及一种高增益低噪声的差分放大器。

背景技术：

常见的用于主运放设计的结构大致可分3种：两级式(twostage)结构、套简式共源共栅(telescopiccascode)结构及折叠式共源共栅(foldcascode)结构。两级式结构的第1级可提供高的直流增益，而第2级提供大的输出摆幅。但由于第2级电流很大，故使得运放功耗大大增加，同时由于级联而多产生一个非主极点，速度及带宽都有所降低，需进行频率补偿，这样不仅增加的设计复杂度还会大大影响运放的速度；套简式共源共栅结构由于只有2条支路，功耗为三者最低，频率特性最好，但由于需要层叠多级管子，导致输出摆幅很低，在低电压工作下很难正常工作，并且输入输出端不能短接；而折叠式共源共栅结构的各参数特性介于前两者之间，增益基本与套简式共源共栅相同而低于两级运放，虽为4条支路，功耗及频率特性均远好于两级运放，输出摆幅大于套筒式共源共栅结构，输入输出可以短接且输入共模电平更容易选取并可接近电源供给的一端电压。

虽然单级的套筒式共源共栅的差分放大器具有较高的增益，可以满足运放高速、高精度的要求，但具有严重限制电路的输出摆幅的缺点，因此，需要对两级差分放大器的增益和摆幅分开处理，从而满足运放增益、功耗建立时间、输出摆幅、共模抑制比等各项指标要求。

技术实现要素：

有鉴于此，本发明要解决的问题是提供一种高增益低噪声的差分放大器。

为解决上述技术问题，本发明采用的技术方案是：一种高增益低噪声的差分放大器，包括运算放大电路，所述运算放大电路包括m0、m1、m2、m3、m4、m5、m6、m7、m8、m9、m10、m11、m12、m13、m14，所述m0、所述m1、所述m2、所述m7、所述m8、所述m9、所述m10、所述m13、所述m14设置为n型的mos管、所述m3、所述m4、所述m5、所述m6、所述m11、所述m12设置为p型的mos管，所述m1的源极连接所述m2的源极且与所述m0的漏极相连，所述m0，所述m1和所述m2的栅极分别连接差分射频输入信号in1和in2，所述m1的漏极连接在所述m3的源极和所述m5的漏极之间，所述m2的漏极连接在所述m4的源极和所述m6的漏极之间，所述m3的漏极连接所述m11的栅极，所述m4的漏极连接所述m12的栅极，所述m3的栅极和所述m4的栅极连接偏置电压vb1，所述m5、所述m6的源极均连接偏置电压vb4，所述m5、所述m6、所述m11、所述m12的源极均接地gnd，所述m3的漏极连接所述m7的漏极，所述m4的漏极连接所述m8的漏极，所述m7、所述m8的栅极均连接偏置电压vb2，所述m7的源极连接所述m9的漏极，所述m8的源极连接所述m10的漏极，所述m0、所述m9、所述m10、所述m13、所述m14的源极均连接电源vdd，所述m9的栅极连接所述m13的栅极，所述m10的栅极连接所述m14的栅极，且所述m9、所述m10、所述m13、所述m14的栅极均连接偏置电压vb3，所述m5、所述m6的栅极连接偏置电压vb4，所述m11的漏极连接所述m13的漏极，所述m12的漏极连接所述m14的漏极。

优选地，还包括共模反馈电路，所述共模反馈电路包括mc6、mc7、mc8、mc9、mc10，所述mc6的源极连接电源vdd，所述mc7和所述mc8的源极均与所述mc6的漏极连接，所述mc7的漏极连接所述mc9的漏极，所述mc8的漏极连接所述mc10的漏极，所述mc9的栅极连接所述mc10的栅极且连接所述mc8的漏极，所述mc9的源极和所述mc10的源极接地gnd，所述mc6的栅极连接偏置电压vb3，所述mc6的栅极连接偏置电压vb3，所述mc8的栅极连接基准电压vref，所述mc7的栅极通过并联电容ccm1、电阻rrr1连接输出共模电压的vop，所述mc7的栅极通过并联电容ccm2、电阻rrr2连接输出共模电压的von。

优选地，所述m3的漏极和所述m11的漏极之间并联接有电容cc1和电阻rcc1，所述m4的漏极和所述m12的漏极之间并联接有电容cc2和电阻rcc2，所述电阻rcc1连接输出共模电压的vop，且所述电阻rcc1通过电容c1接地gnd，所述电阻rcc2连接输出共模电压的von，且所述电阻rcc2通过电容c2接地gnd。

优选地，所述m1的栅极与所述m13的漏极之间连接有电容ccc1，所述m2的栅极与所述m14的漏极之间连接有电容ccc2。

优选地，还包括偏置电路和标准电流源电路，所述偏置电路用于减小尺寸以及温度偏差造成的工作点漂移，所述标准电流源电路为带隙基准源。

本发明具有的优点和积极效果是：通过将运算放大电路设计为两级结构，第一级为折叠式共源共栅放大结构，第二级为共源放大结构，通过电阻取样使得运算放大器正常工作，同时采用密勒补偿使得两级放大器的频率特性满足稳定性要求，该放大器增益>90db，共模输入范围>1.4v，输出电压带动摆幅>3v，单位增益带宽为5mhz，具有增益高、输出电压摆幅大、输入共模电压范围大，谐波失真小的特点，具有很好的共模抑制和电源特性。

附图说明

图1是现有技术的折叠式的共源共栅运放的电路原理图；

图2是现有技术的套筒式的共源共栅运放的电路原理图；

图3是本发明的一种高增益低噪声的差分放大器的运算放大电路的电路原理图；

图4是本发明的一种高增益低噪声的差分放大器的共模反馈电路的电路原理图。

具体实施方式

为了更好的理解本发明，下面结合具体实施例和附图对本发明进行进一步的描述。

如图1至图4所示，本发明提供一种高增益低噪声的差分放大器，包括运算放大电路，所述运算放大电路包括m0、m1、m2、m3、m4、m5、m6、m7、m8、m9、m10、m11、m12、m13、m14，所述m0、所述m1、所述m2、所述m7、所述m8、所述m9、所述m10、所述m13、所述m14设置为n型的mos管、所述m3、所述m4、所述m5、所述m6、所述m11、所述m12设置为p型的mos管，所述m1的源极连接所述m2的源极且与所述m0的漏极相连，所述m0，所述m1和所述m2的栅极分别连接差分射频输入信号in1和in2，所述m1的漏极连接在所述m3的源极和所述m5的漏极之间，所述m2的漏极连接在所述m4的源极和所述m6的漏极之间，所述m3的漏极连接所述m11的栅极，所述m4的漏极连接所述m12的栅极，所述m3的栅极和所述m4的栅极连接偏置电压vb1，所述m5、所述m6的源极均连接偏置电压vb4，所述m5、所述m6、所述m11、所述m12的源极均接地gnd，所述m3的漏极连接所述m7的漏极，所述m4的漏极连接所述m8的漏极，所述m7、所述m8的栅极均连接偏置电压vb2，所述m7的源极连接所述m9的漏极，所述m8的源极连接所述m10的漏极，所述m0、所述m9、所述m10、所述m13、所述m14的源极均连接电源vdd，所述m9的栅极连接所述m13的栅极，所述m10的栅极连接所述m14的栅极，且所述m9、所述m10、所述m13、所述m14的栅极均连接偏置电压vb3，所述m5、所述m6的栅极连接偏置电压vb4，所述m11的漏极连接所述m13的漏极，所述m12的漏极连接所述m14的漏极。

进一步地，还包括共模反馈电路，所述共模反馈电路包括mc6、mc7、mc8、mc9、mc10，所述mc6的源极连接电源vdd，所述mc7和所述mc8的源极均与所述mc6的漏极连接，所述mc7的漏极连接所述mc9的漏极，所述mc8的漏极连接所述mc10的漏极，所述mc9的栅极连接所述mc10的栅极且连接所述mc8的漏极，所述mc9的源极和所述mc10的源极接地gnd，所述mc6的栅极连接偏置电压vb3，所述mc6的栅极连接偏置电压vb3，所述mc8的栅极连接基准电压vref，所述mc7的栅极通过并联电容ccm1、电阻rrr1连接输出共模电压的vop，所述mc7的栅极通过并联电容ccm2、电阻rrr2连接输出共模电压的von。

进一步地，所述m3的漏极和所述m11的漏极之间并联接有电容cc1和电阻rcc1，所述m4的漏极和所述m12的漏极之间并联接有电容cc2和电阻rcc2，所述电阻rcc1连接输出共模电压的vop，且所述电阻rcc1通过电容c1接地gnd，所述电阻rcc2连接输出共模电压的von，且所述电阻rcc2通过电容c2接地gnd。

进一步地，所述m1的栅极与所述m13的漏极之间连接有电容ccc1，所述m2的栅极与所述m14的漏极之间连接有电容ccc2。

进一步地，还包括偏置电路和标准电流源电路，所述偏置电路用于减小尺寸以及温度偏差造成的工作点漂移，所述标准电流源电路为带隙基准源。

参照图1所示为一种现有的折叠式的共源共栅运放的电路原理图，该运放的输出摆幅较大，能够使得输入和输出短路，从而使得共模电压接近电源提供一端电压，但由于偏置电流需要提供给输入管和共源共栅管，因此会消耗较大功率，驱动电压过高，同时该运放具有增益低，极点频率低的缺点，噪声较高。

对比参照图2所示，套筒式的共源共栅运放电路与折叠式共源共栅运放相比，该运放的电压增益更高，且运放的速度快、功耗低、噪声低，但该结构的运放输出摆幅较低，难以采用输入输出短路的方式实现增益缓冲器。

对单级折叠式共源共栅电路而言，其输出阻抗较高，驱动能力较弱，通过分析比较得出，采用两级放大电路，即将增益高的套筒式共源共栅结构运放作为第一级，将简单的共源结构作为第二级，能够提供高的输出摆幅和大的驱动电流，简单的两级运放的直流增益比较小，因此采用共源共栅结构的增益更大，本发明提供一种高增益低噪声的差分放大器，包括运算放大电路、共模反馈电路、频率补偿电路和偏置电路，如图3所示的运算放大电路包括m0、m1、m2、m7、m8、m9、m10、m13、m14在内的n型mos管，m3、m4、m5、m6、m11、m12在内的p型mos管，m1的源极连接m2的源极且与m0的漏极相连，m0、m1和m2的栅极分别连接差分射频输入信号in1和in2，m1的漏极连接在m3的源极和m5的漏极之间，m2的漏极连接在m4的源极和m6的漏极之间，m3的漏极连接m11的栅极，m4的漏极连接m12的栅极，m3的栅极和m4的栅极连接偏置电压vb1，m5、m6的源极均连接偏置电压vb4，m5、m6、m11、m12的源极均接地gnd，m3的漏极连接m7的漏极，m4的漏极连接m8的漏极，m7、m8的栅极均连接偏置电压vb2，m7的源极连接m9的漏极，m8的源极连接m10的漏极，m0、m9、m10、m13、m14的源极均连接电源vdd，m9的栅极连接m13的栅极，m10的栅极连接m14的栅极，且m9、m10、m13、m14的栅极均连接偏置电压vb3，m5、m6的栅极连接偏置电压vb4，m11的漏极连接m13的漏极，m12的漏极连接m14的漏极。

偏置电路所提供偏置电压的大小和稳定性对于提高整个差分放大器性能来讲起到至关重要的作用，偏置电路为差分放大器提供vb1、vb2、vb3偏置电压，通过为偏置电路提供恰当的基准电流iref，同时设置恰当的宽长比即可实现。所述偏置电路提供包括放大器电路的vb1、vb2、vb3以及共模反馈电路的基准电压vref在内的四个偏置电压。vb1偏置在m3、m4的栅极上，为实现输出摆幅足够大，要满足vb1近似等于vov和vgs之和，通过调节偏置电路该支路mos管尺寸使得vb1为1.78v左右，vb2＝vdd-vgs-vov，共模反馈电路中的基准电压vref为vdd的一半，相当于两个vgs电压，因此可通过堆叠两个栅漏短接的mos管实现。

该差分放大电路共三个极点和一个零点，三个极点分别位于结点n2、n3，第一放大级输出结点和第二放大级输出结点，且第一放大级输出结点决定系统主极点p1，由于结点n2、n3的对地电容很小，因此该结点引入的极点远高于主极点。

rout1＝[gm4ro4(ro6||ro2)]||[gm8ro8ro10]

pm＝180°+ph[t(jgb)]＝60°

为消除右半平面零点问题，在密勒补偿电路当中串联有电阻rcc1、rcc2，使得该零点转换成左半平面零点，从而实现了消除第一个非主极点，成立条件为

当输入差分信号较大时，m2截止，此时通过cc2的充电电流大小为id6-id10，计算得到压摆率为

其中cc＝8pf，因此id6-id10＝16μa，为保留裕量使得id6-id10＝25μa，由于id6＝id2+id10，两支路电流相等，即id6＝id2+id10＝25μa，id6＝50μa，id0＝id1+id2＝50μa。

由于差分放大器的输出共模电平对元器件的特性和失配十分敏感，放大器的高增益会造成上下电流源的不匹配，从而造成一些进入线性区的mos管不能正常工作，且即便是电路正常工作，也会产生允许的共模输入范围是非常窄的，因而使得电路只有在某共模输入点上才满足所需增益，在其他共模输出电平上，都因为电路的高增益使得mos管进入线性区而不能正常工作，故须增加共模反馈电路来提高差分放大器的稳定性。

如图4所示，共模反馈电路的输出端电压vop和von经由电阻取样网络rrr1、rrr2、ccm1、ccm2后得到共模电压vncm＝vcm，与基准电压vref比较并通过mc6至mc10构成的误差放大器先将差值放大之后送回至共模点vb4，为保证共模反馈电路在电路形成负反馈，假定输出共模电压增大，则vncm增大，流经mc7的电流减小，mc8的电流增大，由于mc9对mc10的电流镜像作用使得输出的灌电流增大，vb4减小，从而使得放大器电路的第一级的输出共模电压增大，使得输出共模电压减小，因而确保了共模反馈电路为负反馈。

以上对本发明的实施例进行了详细说明，但所述内容仅为本发明的较佳实施例，不能被认为用于限定本发明的实施范围。凡依本发明范围所作的均等变化与改进等，均应仍归属于本专利涵盖范围之内。