本公开涉及集成电路领域，具体涉及一种线电压补偿电路、控制电路及LED驱动电路。
背景技术：
近年来，LED被广泛用于照明，但是由于LED为电流型器件，其发光亮度与电流直接正相关，因此，为LED提供恒定的电流显得非常重要。
在LED驱动中，峰值电流控制方式实现恒流输出被广泛采用，其电路原理图如图1所示，是现有技术的BUCK电路的典型应用电路，其采用如图3所示的线电压补偿电路。BUCK电路包括由二极管D1～D4构成的整流桥，输入电容Cin，负载LED灯珠，假负载R1，输出电容Cout，电感L，续流二极管D5，采样电阻Rcs，以及虚线框中的控制电路，控制电路外的芯片vcc电容Cvcc，其中功率开关管在控制电路内部集成。
上述的电路原理：当功率开关管Q1打开后，忽略功率开关管的导通压降与Rcs的压降，电感两端的电压为输入电压Vin与输出电压Vout的差值Vin-Vout，这就会使得电感电流以斜率(Vin-Vout)/L线性变大，该电流流经采样电阻Rcs，使得Vcs电压逐渐变大，当Vcs电压达到内部基准电压Vref时，比较器CMP输出控制SR触发器关断功率开关管；功率开关管关断之后，由于电感电流不能突变，使得续流二极管D5导通，电感两端电压约为Vout，电感电流以斜率Vout/L逐渐减小，当电感电流减小到0时，电感消磁结束，这时控制电路内部的消磁检测模块控制RS触发器重新开启功率开关管。以上就是一个完整的开关周期。
功率开关管导通时，在输出电压不变的情况下，输入线电压越大，电感电流的斜率越大。由于从Vcs＝Vref到比较器翻转，再经过RS触发器控制驱动DRV完全关断功率开关管会有一个关断延迟时间Td(该延迟时间为控制电路的固有延迟时间)，这就会使得Vcs达到Vref之后仍然会在Td的时间内继续上升，从而导致最终的Vcs峰值Vcs_real大于Vref。在不同的线电压下，由于电感电流上升的斜率不同，导致Vcs_real也不同。由于输出电流Iout＝Vcs_real/(2Rcs)，表现在系统上就是在不同的线电压下输出电流不同。如图2所示，Vcs_real1与Vcs_real2为两个不同线电压下的Vcs电压波形，两者的关断延迟相同，但是由于线电压不同，导致Vcs的上升斜率不同，最终导致在Td时间内Vcs峰值与基准电压Vref的差值不同，如图中V1与V2(其中，V1表示Vcs_real1与Vref的差值，V2表示Vcs_real2与Vref的差值)；最终导致不同线电压下输出电流有差异。
在图2所示的拓扑中，由于导通时间Ton与线电压呈负相关，所以往往依据Ton在控制电路内部拟合一个与输入线电压正相关的电压，将该电压叠加在采样电压上，来补偿由于开关延时带来的输出电流偏大，如图2-3所示，swon为功率开关管开关控制信号，swon＝1时，功率开关管导通；在swon＝0时，功率开关管关断，此时Vcomp＝Vdd-VGS_M3；在swon由0切换到1后，功率开关管导通，电容C1开始通过M1放电，假设M0与M1的电流比为1∶1，M4与M6的电流比也为1∶1，那么在导通时间结束时Vcomp＝vdd-VGS_M3-Ic*Ton/C1；流经R2的补偿电流为Icomp＝(Vcomp-V GS_M5)/R1，补偿电压为Icomp*R2＝Vcs_comp-Vcs_real，其中Vcs_real为控制电路端口的Vcs真实电压，Vcs_comp为经过补偿的cs电压。这种补偿往往只能在特定的系统参数下实现比较好的补偿效果，如果改变系统参数，这种补偿会出现过补偿或者欠补偿的情况；而且通过拟合来实现线电压补偿往往会增大电路的复杂程度，不利于降低成本。
在图1所示的LED驱动电路中，导通时间Ton＝Vref*L/[RCs*(Vin-Vout)]，可以看出，导通时间不仅与Vin有关系，还与Vout、Rcs、L都有关系；从图2中可以得到Vcs电压的过冲量ΔV＝(Vin-Vout)*Td*Rcs/L；综合可以得到需要补偿的量ΔV＝Vref*Td/Ton，这个量在控制电路内部只能通过拟合的方式近似实现，并不能精确的实现线电压补偿，而且往往会使电路变的更加复杂。
技术实现要素：
(一)要解决的技术问题
鉴于上述技术问题，本公开提供了一种线电压补偿电路、控制电路及LED驱动电路，结构简单、成本较低，实现了线电压补偿的高精度，性能可靠。
(二)技术方案
根据本公开的一个方面，提供了一种线电压补偿电路，包括：第一开关、第二开关、第三开关及第一电容；其中，所述第一开关的第一端与第二开关的第一端相连接，并且同时连接至所述线电压补偿电路的输入端；第一开关的第二端与第一电容的第一端相连接，并且同时连接至所述线电压补偿电路的输出端；所述第二开关的第二端与第一电容的第二端相连接，并且同时连接至所述第三开关的第一端。
在一些实施例中，所述第一开关、第二开关、第三开关分别为闸刀开关或MOS管。
根据本公开的另一个方面，提供了一种控制电路，其包括所述的线电压补偿电路，还包括：比较器CMP，其正向输入端与所述线电压补偿电路的输出端连接；以及，功率开关管Q1，其源极与所述线电压补偿电路的输入端连接；其中，所述比较器用于控制功率开关管的关断。
在一些实施例中，所述第一开关、第二开关、第三开关均为MOS管，所述第一开关的漏极与所述第二开关的漏极相连接，并且同时连接至所述线电压补偿电路的输入端；所述第一开关的源极与第一电容的第一端相连接，并且同时连接至所述线电压补偿电路的输出端；所述第二开关的源极与第一电容的第二端相连接，并且同时连接至所述第三开关的漏极。
在一些实施例中，第一开关的栅极的控制信号为VC2，第二开关的栅极的控制信号为VC1，第三开关的栅极的控制信号为VC2；所述控制信号VC1为所述功率开关管的控制信号swon经一上升沿延时电路延时一Td时间得到，所述控制信号VC2为所述控制信号VC1经过反相得到。
在一些实施例中，所述的控制电路，还包括：触发器，其控制端与所述比较器的输出端连接，其输出端经一驱动DRV与所述功率开关管Q1的栅极连接，其复位端经一退磁检测模块Tdem_det与所述功率开关管的栅极连接；其中，所述比较器的输出通过控制所述触发器以关断所述功率开关管。
根据本公开的另一个方面，提供了一种LED驱动电路，其包括所述的控制电路，还包括：整流桥，包括第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3及第四二极管D4；输入电容Cin，与所述整流桥并联；续流二极管D5，其第一端与所述输入电容的第一端连接，第二端与所述功率开关管的漏极连接；以及采样电阻Rcs，其第一端与所述输入电容Cin的第二端连接，第二端与所述线电压补偿电路的输入端连接。
在一些实施例中，所述的LED驱动电路，还包括：电感L，其第一端与所述续流二极管D5的第二端连接；以及输出电容Cout，其第一端与所述续流二极管D5的第一端连接，第二端与所述电感L的第二端连接。
在一些实施例中，所述功率开关管开关控制信号为swon，在swon＝1时，功率开关管导通，在swon＝0时，功率开关管关断；所述第一开关在功率开关管关断期间为导通状态，在功率开关管导通之后经一延迟时间Td，所述第一开关K1断开，所述第三开关与第一开关的状态相同，所述第二开关与所述第一开关状态相反。
在一些实施例中，所述功率开关管内部固有延迟时间为Td，在所述功率开关管导通期间的起始一Td时间内对所述第一电容充电，在Td时间到时所述第一开关断开，所述第一电容两端的电压差为V3；在所述第一开关断开的同时，所述第三开关也断开，同时所述第二开关导通，使所述线电压补偿电路的输入电压Vcs_real接第一电容的第二端，进而所述线电压补偿电路的输出电压Vcs_comp＝Vcs_real+V3，所述电压Vcs_comp随着电源Vcs_real的变大而变大，叠加的电压为V3；在一t1时刻，所述线电压补偿电路的输出电压Vcs_comp的电压达到Vref，所述比较器在所述t1时刻发生反转，此时Vcs_real_t1+V3＝Vref，经过一延迟时间Td，在t2时刻关断功率开关管，此时Vcs_real_t2＝Vcs_real_t1+V3＝Vref，由此实现线电压补偿。
(三)有益效果
从上述技术方案可以看出，本公开线电压补偿电路、控制电路及LED驱动电路至少具有以下有益效果其中之一：
(1)本公开线电压补偿电路、控制电路及LED驱动电路结构简单，成本较低。
(2)本公开线电压补偿电路、控制电路及LED驱动电路，通过改进电路结构改变了线电压补偿方式，实现了线电压补偿的高精度。
附图说明
图1为现有峰值电流控制的系统拓扑图。
图2为现有线电压与关断延时对峰值电压的影响示意图。
图3为现有线电压补偿电路示意图。
图4为本公开的线电压补偿电路示意图。
图5为本公开的LED驱动电路结构图。
图6为本公开的线电压补偿的时序控制示意图。
图7为本公开的线电压补偿的原理图。
图8为本公开的另一线电压补偿电路示意图。
图9为本公开的另一LED驱动电路结构图。
具体实施方式
为使本公开的目的、技术方案和优点更加清楚明白，以下结合具体实施例，并参照附图，对本公开进一步详细说明。
需要说明的是，在附图或说明书描述中，相似或相同的部分都使用相同的图号。附图中未绘示或描述的实现方式，为所属技术领域中普通技术人员所知的形式。另外，虽然本文可提供包含特定值的参数的示范，但应了解，参数无需确切等于相应的值，而是可在可接受的误差容限或设计约束内近似于相应的值。实施例中提到的方向用语，例如“上”、“下”、“前”、“后”、“左”、“右”等，仅是参考附图的方向，并非用来限制本公开的保护范围。
本公开提出了一种线电压补偿电路，能够解决现有技术存在的缺陷，可以实现在不同的系统参数情况下的精确补偿，避免过补偿或者欠补偿情况的出现。
所述线电压补偿电路，包括：第一开关、第二开关、第三开关及第一电容；其中，
所述第一开关的第一端与第二开关的第一端相连接，并且同时连接至所述线电压补偿电路的输入端；第一开关的第二端与第一电容的第一端相连接，并且同时连接至所述线电压补偿电路的输出端；所述第二开关的第二端与第一电容的第二端相连接，并且同时连接至所述第三开关的第一端；所述第三开关的第二端接地。
具体的，所述第一开关、第二开关、第三开关分别为闸刀开关或MOS管。
与现有的线电压补偿电路相较而言，本公开线电压补偿电路结构简单，需要的电路元件较少，成本较低。
另外，本公开还提供了一种控制电路，其包括所述线电压补偿电路，还包括：比较器，其正向输入端与所述线电压补偿电路的输出端连接；功率开关管，其源极与所述线电压补偿电路的输入端连接；以及触发器，其控制端与所述比较器的输出端连接，其输出端经一驱动DRV与所述功率开关管的栅极连接，其复位端经一退磁检测模块Tdem_det与所述功率开关管的栅极连接；其中，所述比较器的输出用于控制所述触发器以关断所述功率开关管。
本公开还提供了一种LED驱动电路，其包括所述的控制电路，还包括：整流桥，包括第一二极管、第二二极管、第三二极管及第四二极管；输入电容，与所述整流桥并联；续流二极管，其第一端与所述输入电容的第一端连接，第二端与所述功率开关管的漏极连接；采样电阻，其第一端与所述输入电容的第二端连接，第二端与所述线电压补偿电路的输入端连接；电感，其第一端与所述续流二极管的第二端连接；以及输出电容，其第一端与所述续流二极管的第一端连接，第二端与所述电感的第二端连接。
在本公开的一具体实施例中，如图4所示，本公开的线电压补偿电路包括：第一开关K1、第二开关K2、第三开关K3及第一电容C1；其中，所述第一开关K1的第一端与第二开关K2的第一端相连接，并且同时连接至所述线电压补偿电路的输入端Vcs_real；第一开关K1的第二端与第一电容C1的第一端相连接，并且同时连接至所述线电压补偿电路的输出端Vcs_comp；所述第二开关K2的第二端与第一电容C1的第二端相连接，并且同时连接至所述第三开关K3的第一端；所述第三开关K3的第二端接地。
相应的，如图5所示，所述控制电路(参照图5中虚线框中所示)包括所述线电压补偿电路，还包括：比较器CMP，其正向输入端与所述线电压补偿电路的输出端Vcs_comp连接；功率开关管Q1，其源极与所述线电压补偿电路的输入端Vcs_real连接；以及，SR触发器，其控制端S与所述比较器的输出端连接，其输出端Q经一驱动DRV与所述功率开关管Q1的栅极连接，其复位端R经一退磁检测模块Tdem_det(检测退磁结束时刻，控制SR触发器产生Q1的开启信号，产生swon＝1)与所述功率开关管Q1的栅极连接；其中，所述比较器的输出用于控制所述触发器以关断所述功率开关管Q1。
请继续参照图5所示，所述的LED驱动电路包括所述的控制电路，还包括：整流桥，其包括第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3及第四二极管D4；输入电容Cin，与所述整流桥并联；续流二极管D5，其第一端与所述输入电容Cin的第一端连接，第二端与所述功率开关管Q1的漏极连接；采样电阻Rcs，其第一端与所述输入电容Cin的第二端连接，第二端与所述线电压补偿电路的输入端Vcs_real连接；电感L，其第一端与所述续流二极管D5的第二端连接；以及输出电容Cout，其第一端与所述续流二极管D5的第一端连接，第二端与所述电感L的第二端连接。
以下详细介绍本实施例所述线电压补偿电路的工作原理。
如图6所示，设定控制信号swon为1时功率开关管Q1导通，K1在功率开关管关断期间一直为导通状态；功率开关管导通之后，经过一个延迟时间Td，K1断开。K3与K1状态相同，K2与K1状态相反。
本公开的输入端接外部的采样电压cs端口，会在swon＝1，也就是功率开关管导通期间的起始的Td时间内对C1电容进行充电，在Td时间到时K1断开，此时如图7所示，电容C1两端的电压差为V3。K1断开的同时，K3也断开，同时K2导通，此时输入电压Vcs_real接电容C1的另外一端，使得输出电压Vcs_comp＝Vcs_real+V3，随着Vcs_real的变大，Vcs_comp也逐渐变大，其上叠加的电压一直为V3。
系统的关断延迟时间为Td，在t1时刻，Vcs_comp的电压达到Vref，内部的比较器在t1时刻即发生反转；此时Vcs_real对应的值与Vref的差值为V3，有Vcs_real_t1+V3＝Vref，经过关断延迟时间Td，在t2时刻关断功率开关管，此时的Vcs_real_t2＝Vcs_real_t1+V3＝Vref。从而实现精确的线电压补偿。由于Td为控制电路内部的固有延迟时间，所以该补偿与系统参数也无关。
如图7所示，Vcs电压的斜率为K＝(Vin-Vout)*Rcs/L，由于V3与V4都为Vcs在Td时间内的电压增量，所以有V3＝V4＝(Vin-Vout)*Rcs*Td/L；这就使得在Vcs_real_t1＝Vref-V3时，比较器的输入端经过补偿之后的电压为Vref，此时比较器就会翻转，经过延迟时间Td，功率开关管完全关断，这时的Vcs_real_t2＝Vcs_real_t1+V1＝Vref，从而实现了精确的线电压补偿，使得Vcs的真实峰值为Vref，不随线电压的变化而变化。由于补偿是基于关断延迟时间进行的，所以补偿与系统参数无关(通过采样关断延迟时间内的Vcs的值V1，并将其作为补偿量补偿到真实的Vcs电压上)。
在本公开的另一具体实施例中，如图8所示，本公开的线电压补偿电路包括：第一开关M1、第二开关M2、第三开关M3及第一电容C1；其中，所述第一开关M1的第一端与第二开关M2的第一端相连接，并且同时连接至所述线电压补偿电路的输入端Vcs_real；第一开关M1的第二端与第一电容C1的第一端相连接，并且同时连接至所述线电压补偿电路的输出端Vcs_comp；所述第二开关M2的第二端与第一电容C1的第二端相连接，并且同时连接至所述第三开关M3的第一端；所述第三开关M3的第二端接地。
如图9所示，其中，swon为功率开关管Q1控制信号，经过上升沿延时电路延时一个Td时间得到控制信号VCl，VCl再经过反相得到VC2；开关K1、K2、K3分别通过M1、M2、M3来实现；所述M1的栅极控制信号为VC2，M2的栅极控制信号为VC1，M3的栅极控制信号为VC2。另外，本实施例线电压补偿原理与前述实施例类似，对应的控制电路及LED驱动电路也与前述实施例类似，具体结构请参照图9所示，此处不再赘述。
至此，已经结合附图对本实施例进行了详细描述。依据以上描述，本领域技术人员应当对本公开线电压补偿电路有了清楚的认识。
需要说明的是，在附图或说明书正文中，未绘示或描述的实现方式，均为所属技术领域中普通技术人员所知的形式，并未进行详细说明。此外，上述对各元件和方法的定义并不仅限于实施例中提到的各种具体结构、形状或方式，本领域普通技术人员可对其进行更改或替换。
还需要说明的是，本文可提供包含特定值的参数的示范，但这些参数无需确切等于相应的值，而是可在可接受的误差容限或设计约束内近似于相应值。实施例中提到的方向用语，例如“上”、“下”、“前”、“后”、“左”、“右”等，仅是参考附图的方向，并非用来限制本公开的保护范围。
以上所述的具体实施例，对本公开的目的、技术方案和有益效果进行了进一步详细说明，所应理解的是，以上所述仅为本公开的具体实施例而已，并不用于限制本公开，凡在本公开的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本公开的保护范围之内。