多工器、高频前端电路以及通信装置的制作方法

本发明涉及具有谐振器的多工器、高频前端电路以及通信装置。

背景技术：

对于近年来的移动通信终端，要求用一个终端来应对多个频段(通信频带)的多频段化。此外，伴随着移动通信终端的小型化，对于搭载在该移动通信终端的模块等部件，也要求进一步的小型化。因此，为了应对这样的要求，正在发展将具有相互不同的通带的多个滤波器的一个端子直接地或间接地与公共端子连接的多工器的开发。

作为构成这样的多工器的滤波器，例如，能够使用弹性波滤波器(例如，参照专利文献1)。在专利文献1公开了实现弹性波滤波器的电路结构。具体地，在专利文献1记载的弹性波滤波器中，在串联臂并联地配置有第一谐振器和反谐振频率比第一谐振器低的第三谐振器，在并联臂配置有第二谐振器。通过将第一谐振器和第三谐振器并联地连接，从而由第三谐振器的反谐振频率形成新的极，能够提供一种在通带的低频率侧陡峭性优异的弹性波滤波器。

在先技术文献

专利文献

专利文献1：日本专利第5072047号公报

技术实现要素：

发明要解决的课题

然而，在声表面波谐振器等弹性波谐振器中，在比反谐振频率靠高频率侧的频带中存在由体波(bulkwave)辐射造成的损耗(以后，“体波损耗”)。因此，在将专利文献1公开的弹性波滤波器在多工器中用作通带相对低的第一滤波器的情况下，存在如下的问题，即，与第一滤波器的通带相比具有相对高的通带的第二滤波器的通带内的损耗劣化。

因此，本发明是为了解决上述课题而完成的，其目的在于，提供一种能够降低通带相对高的滤波器的通带内的损耗的多工器、高频前端电路、以及通信装置。

用于解决课题的技术方案

为了达到上述目的，本发明的一个方式涉及的多工器具备：公共端子；第一滤波器，是与所述公共端子连接的弹性波滤波器，具有通带；以及第二滤波器，与所述公共端子连接，在比所述第一滤波器的所述通带靠高频率侧具有通带，所述第一滤波器具备：第一输入输出端子；第二输入输出端子；串联臂电路，设置在对所述第一输入输出端子和所述第二输入输出端子连结的路径上；以及并联臂电路，与所述路径上的节点和接地连接，在并联臂电路或串联臂电路中，将阻抗成为极小的频率定义为谐振频率，将阻抗成为极大的频率定义为反谐振频率，在将谐振器的阻抗成为极小的频率定义为谐振频率并将该谐振器的阻抗成为极大的频率定义为反谐振频率的情况下，所述并联臂电路具有位于比所述第一滤波器的通带低频端的频率靠低频率侧的谐振频率，所述串联臂电路具备：第一串联臂谐振器，由在所述第一滤波器的通带内具有谐振频率的弹性波谐振器构成；以及第二串联臂谐振器，与所述第一串联臂谐振器并联连接，由具有位于比所述第一滤波器的通带高频端的频率靠高频率侧的谐振频率的弹性波谐振器构成。

像这样，通过在第一串联臂谐振器并联连接有第二串联臂谐振器，从而输入到第一滤波器的高频信号在第一串联臂谐振器和第二串联臂谐振器进行功率分配。此外，第二串联臂谐振器的谐振频率位于比第一滤波器的通带高频端靠高频率侧，因此由第二串联臂谐振器造成的体波损耗与由第一串联臂谐振器造成的体波损耗相比，在更高频率处产生。

因此，能够降低作为具有第一串联臂谐振器和第二串联臂谐振器的串联臂电路整体观察时的第二滤波器的通带内的体波损耗，因此能够降低第二滤波器的通带内的损耗。也就是说，根据本实施方式，通过第一串联臂谐振器以及第二串联臂谐振器的合成特性来降低第二滤波器的通带内的体波损耗，由此能够降低通带相对高的第二滤波器的通带内的损耗。

此外，也可以是，所述第二串联臂谐振器的谐振频率比所述第二滤波器的通带低频端的频率低。

弹性波谐振器在反谐振频率以及反谐振频率的高频率侧附近示出高阻抗。由此，在第二滤波器的通带中，能够提高第二串联臂谐振器的阻抗，因此能够提高从公共端子观察第一滤波器的阻抗。因而，在从公共端子观察第一滤波器的情况下，能够通过降低相当于第二滤波器的通带的频带中的体波损耗，从而降低第二滤波器的通带内的损耗。

此外，也可以是，所述第一滤波器还具备：其它串联臂电路，具有设置在所述路径上的弹性波谐振器，所述串联臂电路在不经由所述其它串联臂电路的情况下与所述第一输入输出端子连接，所述第一输入输出端子在不经由弹性波谐振器的情况下与所述公共端子连接。

关于由第一滤波器的体波损耗造成的第二滤波器的通带内的损耗的劣化，由最靠近第一滤波器的公共端子连接的串联臂电路的体波损耗造成的影响是支配性的。因此，通过在第一串联臂谐振器并联连接了第二串联臂谐振器的串联臂电路在不经由其它串联臂电路的情况下与公共端子连接，从而在从公共端子观察第一滤波器的情况下，能够进一步降低第二滤波器的通带内的体波损耗，因此能够有效地降低第二滤波器的通带内的损耗。

此外，也可以是，所述其它串联臂电路具有一个以上的谐振频率和一个以上的反谐振频率，将具有一个以上的谐振频率和一个以上的反谐振频率的串联臂电路的位于最低频率的反谐振频率与位于最低频率的谐振频率的频率差除以该位于最低频率的谐振频率，将其值定义为串联臂电路的相对带宽，所述并联臂电路具有一个以上的谐振频率和一个以上的反谐振频率，将具有一个以上的谐振频率和一个以上的反谐振频率的并联臂电路的位于最低频率的反谐振频率与位于最低频率的谐振频率的频率差除以该位于最低频率的谐振频率，将其值定义为并联臂电路的相对带宽，并且将串联臂谐振器的反谐振频率与该串联臂谐振器的谐振频率的频率差除以该谐振频率，将其值定义为该串联臂谐振器的相对带宽，在该情况下，所述第一串联臂谐振器的相对带宽比所述其它串联臂电路的相对带宽以及所述并联臂电路的相对带宽中的任一者都宽。

像这样，通过作为第一串联臂谐振器而使用相对带宽宽的弹性波谐振器，从而通过与第二串联臂谐振器的合成特性，使串联臂电路的相对带宽变窄。由此，能够降低第二串联臂谐振器的阻抗。因而，在串联臂电路中，能够增大向不易产生第二滤波器的通带中的体波损耗的第二串联臂谐振器的功率分配，因此能够降低作为串联臂电路整体观察时的第二滤波器的通带中的体波损耗。因此，能够进一步降低第二滤波器的通带的通带内的损耗。

此外，也可以是，所述串联臂电路还具备：第一阻抗元件，与所述第一串联臂谐振器串联连接，将所述第一串联臂谐振器以及所述第一阻抗元件串联连接的电路与所述第二串联臂谐振器并联连接，所述第一阻抗元件为电容器以及电感器中的任一者。

由此，变得能够在降低第二滤波器的通带内的损耗的同时调整第一滤波器的通带宽度或衰减带。

此外，也可以是，所述串联臂电路还具备：第一阻抗元件，与所述第一串联臂谐振器串联连接；以及第一开关，与所述第二串联臂谐振器串联连接，将所述第一串联臂谐振器以及所述第一阻抗元件串联连接的电路与将所述第二串联臂谐振器以及所述第一开关串联连接的电路并联连接，所述第一阻抗元件为电容器以及电感器中的任一者。

据此，变得能够在降低第二滤波器的通带内的损耗的同时在第一滤波器中对通带高频侧的衰减极的频率进行切换(使其可变)。

此外，也可以是，所述第一开关在不经由任一串联臂谐振器的情况下与所述第一输入输出端子或所述第二输入输出端子连接。

由此，能够削减谐振器用的封装件以及开关用的封装件的端子数，因此可谋求第一滤波器以及具备该第一滤波器的多工器的小型化。

此外，也可以是，还具备：第二开关，与所述第一阻抗元件并联连接。

据此，变得能够在降低第二滤波器的通带内的损耗的同时在第一滤波器中切换通带高频端的频率。

此外，也可以是，所述第二开关在不经由任一串联臂谐振器的情况下与所述第一输入输出端子或所述第二输入输出端子连接。

由此，能够削减谐振器用的封装件以及开关用的封装件的端子数，因此可谋求第一滤波器以及具备该第一滤波器的多工器的小型化。

此外，也可以是，所述并联臂电路具备：第一并联臂谐振器，连接在所述节点与接地之间，所述第一并联臂谐振器的谐振频率比所述第一滤波器的通带低频端的频率低。

由此，能够通过并联臂谐振器p1规定第一滤波器的通带低频侧的衰减斜率的陡峭性。

此外，也可以是，所述并联臂电路还具备：第二并联臂谐振器，与所述第一并联臂谐振器并联连接，所述第二并联臂谐振器的谐振频率比所述第一并联臂谐振器的谐振频率高。

据此，与第一并联臂谐振器单体的反谐振频率和谐振频率的频率差相比，能够使并联臂电路的最低频率侧的反谐振频率与最低频率侧的谐振频率的频率差变窄，并且在最低频率侧的反谐振频率的高频率侧出现新的谐振频率。因而，第一滤波器的通带两侧的陡峭性提高。

此外，也可以是，所述并联臂电路具备：第一并联臂谐振器，连接在所述节点与接地之间；以及第二阻抗元件，与所述第一并联臂谐振器串联连接，所述第一并联臂谐振器的谐振频率比所述第一滤波器的通带低频端的频率低。

据此，通过适当地选择第二阻抗元件，从而能够适当地调整并联臂电路的反谐振频率与谐振频率的频率差，因此能够调整通带低频侧的衰减斜率的陡峭性。因而，能够适当地设定通带宽度或通带低频侧的衰减极的频率。

此外，也可以是，所述并联臂电路还具备：第三开关，与所述第二阻抗元件并联连接，所述第一并联臂谐振器以及所述第二阻抗元件构成第一频率可变电路，所述第一频率可变电路通过所述第三开关的导通以及非导通的切换使所述并联臂电路的谐振频率以及反谐振频率中的至少一者的频率可变。

据此，能够根据第三开关的接通以及断开的切换对并联臂电路的谐振频率进行切换，因此能够切换第一滤波器的衰减极的频率。

此外，也可以是，所述并联臂电路还具备：第二并联臂谐振器，连接在所述节点与接地之间，所述第二并联臂谐振器和将所述第一并联臂谐振器以及所述第一频率可变电路串联连接的电路并联连接，所述第二并联臂谐振器的谐振频率比所述第一并联臂谐振器的谐振频率高。

据此，能够根据第三开关的接通以及断开的切换对并联臂电路的最低频率侧的谐振频率以及最低频率侧的反谐振频率均进行切换。因而，对于第一滤波器，能够切换通带低频侧的衰减极的频率、以及通带低频端的频率这两者，因此变得能够在降低第一滤波器的通带低频端的损耗的同时切换通带低频侧的衰减极的频率。

此外，也可以是，所述并联臂电路还具备：第二并联臂谐振器，连接在所述节点与接地之间；以及第四开关，与所述第二并联臂谐振器串联连接，将所述第二并联臂谐振器以及所述第四开关串联连接的电路与将所述第一并联臂谐振器以及所述第一频率可变电路串联连接的电路并联连接，所述第二并联臂谐振器的谐振频率比所述第一并联臂谐振器的谐振频率高。

据此，通过根据第四开关的接通以及断开的切换对并联臂电路的高频率侧的谐振频率以及反谐振频率的个数进行切换，从而切换第一滤波器的通带高频侧的衰减极的个数。此外，通过根据第三开关的接通以及断开的切换对并联臂电路的最低频率侧的谐振频率以及最低频率侧的反谐振频率均进行切换，从而能够切换第一滤波器的通带低频端的频率以及通带低频侧的衰减极的频率。

此外，也可以是，所述并联臂电路具备：第一并联臂谐振器，连接在所述节点与接地之间；第二并联臂谐振器，连接在所述节点与接地之间；以及第四开关，与所述第二并联臂谐振器串联连接，所述第一并联臂谐振器的谐振频率比所述第一滤波器的通带低频端的频率低，所述第二并联臂谐振器的谐振频率比所述第一并联臂谐振器的谐振频率高。

据此，通过根据第四开关的接通以及断开的切换对并联臂电路的高频率侧的谐振频率以及反谐振频率的个数进行切换，从而对第一滤波器的通带高频侧的衰减极的个数进行切换。因而，能够切换第一滤波器的通带高频侧的衰减极的个数。

此外，也可以是，所述并联臂电路还具备：第三阻抗元件，与所述第四开关并联连接，所述第四开关以及所述第三阻抗元件构成第二频率可变电路，所述第二频率可变电路通过所述第四开关的导通以及非导通的切换使所述并联臂电路的谐振频率以及反谐振频率中的至少一者的频率可变。

据此，能够根据第四开关的接通以及断开的切换对并联臂电路的高频率侧的谐振频率以及低频率侧的反谐振频率进行切换。因而，能够对第一滤波器的通带高频侧的衰减极的频率、以及通带高频端的频率这两者进行切换，因此能够在降低通带高频端的损耗的同时切换通带高频侧的衰减极的频率。

此外，也可以是，所述并联臂电路具备：第一并联臂谐振器，连接在所述节点与接地之间；第二阻抗元件，与所述第一并联臂谐振器串联连接；第三开关，与所述第二阻抗元件并联连接；第二并联臂谐振器，连接在所述节点与接地之间；第三阻抗元件，与所述第二并联臂谐振器串联连接；以及第四开关，与所述第三阻抗元件并联连接，将所述第一并联臂谐振器以及所述第二阻抗元件串联连接的电路与将所述第二并联臂谐振器以及所述第三阻抗元件串联连接的电路并联连接，所述第二阻抗元件以及所述第三开关构成第一频率可变电路，所述第一频率可变电路通过所述第三开关的导通以及非导通的切换使所述并联臂电路的谐振频率以及反谐振频率中的至少一者的频率可变，所述第三阻抗元件以及所述第四开关构成第二频率可变电路，所述第二频率可变电路通过所述第四开关的导通以及非导通的切换使所述并联臂电路的谐振频率以及反谐振频率中的至少一者的频率可变，所述第一并联臂谐振器的谐振频率比所述第一滤波器的通带低频端的频率低，所述第二并联臂谐振器的谐振频率比所述第一并联臂谐振器的谐振频率高。

据此，能够根据第三开关的接通以及断开的切换对并联臂电路的低频率侧的谐振频率和低频率侧的反谐振频率均进行切换，因此能够在降低通带低频端的损耗的同时切换通带低频侧的衰减极的频率。

进而，能够根据第四开关的接通以及断开的切换对并联臂电路的高频率侧的谐振频率和低频率侧的反谐振频率均进行切换，因此能够在降低通带高频端的损耗的同时切换通带高频侧的衰减极的频率。

此外，也可以是，所述第一频率可变电路连接在所述第一并联臂谐振器与接地之间，所述第二频率可变电路连接在所述第二并联臂谐振器与接地之间。

由此，能够降低第一滤波器的通带内的损耗。此外，能够削减谐振器用的封装件以及开关用的封装件的端子数，因此可谋求第一滤波器以及具备该第一滤波器的多工器的小型化。

此外，也可以是，所述第一滤波器包含：弹性波谐振器，具有由形成在至少一部分具有压电性的基板上的多个电极指构成的idt电极，将弹性波谐振器的反谐振频率与该弹性波谐振器的谐振频率的频率差除以该谐振频率，将其值定义为该弹性波谐振器的相对带宽，在该情况下，在构成所述第一滤波器的弹性波谐振器中的至少一个弹性波谐振器的所述idt电极与所述基板之间，形成有调整所述相对带宽的第一调整膜。

由此，变得能够通过第一调整膜的膜厚调整来设定第一串联臂谐振器的相对带宽。例如，在想要将第一串联臂谐振器的相对带宽设定得大的情况下，只要使第一串联臂谐振器的第一调整膜的膜厚变薄即可。

此外，也可以是，所述第一串联臂谐振器以及所述第二串联臂谐振器是具有所述idt电极的弹性波谐振器，在所述第一串联臂谐振器的所述idt电极与所述基板之间未形成所述第一调整膜，或者形成有膜厚比形成在构成所述第一滤波器的至少一个其它弹性波谐振器的所述idt电极与所述基板之间的所述第一调整膜薄的所述第一调整膜。

由此，能够将第一串联臂谐振器的相对带宽设定得比至少一个其它弹性波谐振器的相对带宽大。

此外，也可以是，所述第一串联臂谐振器以及所述第一并联臂谐振器分别是具有由形成在至少一部分具有压电性的基板上的多个电极指构成的idt电极的弹性波谐振器，将弹性波谐振器的反谐振频率与该弹性波谐振器的谐振频率的频率差除以该谐振频率，将其值定义为该弹性波谐振器的相对带宽，在该情况下，形成有调整所述相对带宽的第二调整膜，使得覆盖所述第一串联臂谐振器以及所述第二串联臂谐振器中的至少所述第二串联臂谐振器的所述idt电极。

由此，变得能够通过第二调整膜的膜厚调整来设定第一串联臂谐振器的相对带宽。例如，在想要将第一串联臂谐振器的相对带宽设定得大的情况下，只要使第一串联臂谐振器的第二调整膜的膜厚变薄即可。

此外，也可以是，所述第一串联臂谐振器的所述idt电极未被所述第二调整膜覆盖，或者被膜厚比覆盖构成所述第一滤波器的至少一个其它弹性波谐振器的所述idt电极的所述第二调整膜薄的所述第二调整膜覆盖。

由此，能够将第一串联臂谐振器的相对带宽设定得比至少一个其它弹性波谐振器的相对带宽大。

此外，本发明的一个方式涉及的高频前端电路具备上述任一多工器和与所述多工器连接的放大电路。

由此，能够提供一种低损耗且应对多频段的高频前端电路。

此外，本发明的一个方式涉及的通信装置具备：rf信号处理电路，对由天线元件收发的高频信号进行处理；以及上述的高频前端电路，在所述天线元件与所述rf信号处理电路之间传递所述高频信号。

由此，能够提供一种低损耗且应对多频段的通信装置。

发明效果

根据本发明涉及的多工器、高频前端电路、以及通信装置，能够降低通带相对高的滤波器的通带内的损耗。

附图说明

图1是实施方式1涉及的多工器的电路框图。

图2是示出关于实施例1的滤波器(第一滤波器)的各种特性的曲线图。

图3是示出关于实施例2的滤波器(第一滤波器)的各种特性的曲线图。

图4是示出关于实施例3的滤波器(第一滤波器)的各种特性的曲线图。

图5是示出关于实施例4的滤波器(第一滤波器)的各种特性的曲线图。

图6是示出关于比较例1的滤波器(第一滤波器)的各种特性的曲线图。

图7是示出关于比较例2的滤波器(第一滤波器)的各种特性的曲线图。

图8是对比较例1以及比较例2涉及的滤波器的各种特性进行了比较的曲线图。

图9是对实施例1以及比较例2涉及的滤波器的各种特性进行了比较的曲线图。

图10对实施例2以及比较例2涉及的滤波器的各种特性进行了比较的曲线图。

图11是对实施例3以及比较例2涉及的滤波器的各种特性进行了比较的曲线图。

图12是对实施例4以及比较例2涉及的滤波器的各种特性进行了比较的曲线图。

图13是实施方式1的变形例涉及的多工器的电路框图。

图14是示出关于实施例5的多工器的各种特性的曲线图。

图15是示出关于实施例6的多工器的各种特性的曲线图。

图16是示出关于实施例7的多工器的各种特性的曲线图。

图17是示出关于实施例8的多工器的各种特性的曲线图。

图18a是表示实施方式1中的弹性波谐振器的电极构造的俯视图以及剖视图。

图18b是实施方式1及其变形例中的弹性波谐振器的电极指及其周围的构造的剖视图。

图19是表示构成电极构造的第一调整膜(ksaw调整膜)的膜厚与弹性波谐振器的阻抗的关系的曲线图。

图20是表示第一调整膜的膜厚与弹性波谐振器的谐振频率、反谐振频率、以及相对带宽的关系的曲线图。

图21是表示构成电极构造的第二调整膜的膜厚与弹性波谐振器的阻抗的关系的曲线图。

图22是表示第二调整膜的膜厚与弹性波谐振器的谐振频率、反谐振频率、以及相对带宽的关系的曲线图。

图23是实施方式2涉及的滤波器(第一滤波器)的电路结构图。

图24a是表示谐振器的等效电路模型及其谐振特性的图。

图24b是表示在谐振器串联连接了阻抗元件的情况下的等效电路模型及其谐振特性的图。

图24c是表示并联连接的两个谐振器的等效电路模型及其谐振特性的图。

图25是表示实施方式2涉及的滤波器(第一滤波器)的串联臂电路的阻抗特性的曲线图。

图26是表示实施方式2涉及的滤波器(第一滤波器)的滤波器特性以及阻抗特性的曲线图。

图27是实施方式2的变形例1涉及的滤波器(第一滤波器)的电路结构图。

图28是关于实施方式2的变形例1涉及的滤波器的各种特性对开关接通的情况和断开的情况进行比较而示出的曲线图。

图29是实施方式2的变形例2涉及的滤波器(第一滤波器)的电路结构图。

图30是关于实施方式2的变形例2涉及的滤波器的各种特性对开关接通的情况和断开的情况进行比较而示出的曲线图。

图31是实施方式2的变形例3涉及的滤波器(第一滤波器)的电路结构图。

图32是关于实施方式2的变形例3涉及的滤波器的各种特性对开关接通的情况和断开的情况进行比较而示出的曲线图。

图33是实施方式3涉及的滤波器的电路结构图。

图34a是关于实施方式3涉及的滤波器的各种特性对开关接通的情况和断开的情况进行比较而示出的曲线图。

图34b是示出在实施方式3中关于串联臂电路的阻抗特性的曲线图。

图34c是示出在实施方式3中关于并联臂电路的阻抗特性的曲线图。

图35是示出在实施方式3中对开关的接通以及断开独立地进行了切换的情况下的滤波器特性的变化的曲线图。

图36a是实施方式4涉及的多工器的电路框图。

图36b是说明实施方式4涉及的滤波器的构造的俯视图。

图37是实施方式5涉及的通信装置的结构图。

具体实施方式

以下，使用实施例以及附图对本发明的实施方式进行详细说明。另外，以下说明的实施方式均示出总括性的或具体的例子。在以下的实施方式中示出的数值、形状、材料、构成要素、构成要素的配置以及连接方式等为一个例子，其主旨并不在于限定本发明。关于以下的实施方式中的构成要素中的未记载于独立权利要求的构成要素，作为任意的构成要素而进行说明。此外，附图所示的构成要素的大小或大小之比未必严谨。此外，在各图中，对实质上相同的结构标注相同的附图标记，有时省略或简化重复的说明。此外，关于谐振器等电路元件，能够根据要求规格等而适当地调整常数。因此，关于电路元件，即使是同一附图标记，也存在常数不同的情况。此外，以下，“通带低频端”意味着“通带内的最低的频率”。此外，“通带高频端”意味着“通带内的最高的频率”。此外，以下，“通带低频侧”意味着“通带外且比通带靠低频侧(低频率侧)”。此外，“通带高频侧”意味着“通带外且比通带靠高频侧(高频率侧)”。此外，以下，各开关在断开(即，非导通)的情况下成为没有电容分量的状态(即，阻抗无限大)，在接通(即，导通)的情况下作为电阻分量成为零(即，阻抗为零)的理想的开关来对待。

此外，所谓谐振器或电路中的谐振频率，只要没有特别预先声明，就是用于形成包含该谐振器或该电路的滤波器的通带或通带附近的衰减极的谐振频率，是作为该谐振器或该电路的阻抗成为极小的奇点(理想地，是阻抗成为0的点)的“谐振点”的频率。

此外，所谓谐振器或电路中的反谐振频率，只要没有特别预先声明，就是用于形成包含该谐振器或该电路的滤波器的通带或通带附近的衰减极的反谐振频率，是作为该谐振器或该电路的阻抗成为极大的奇点(理想地，是阻抗成为无限大的点)的“反谐振点”的频率。

另外，在以下的实施方式中，串联臂电路以及并联臂电路像以下那样定义。

串联臂电路是在对一个输入输出端子以及另一个输入输出端子进行连结的路径上配置在一个输入输出端子或另一个输入输出端子与连接并联臂电路的上述路径上的节点之间的电路，或者是配置在连接一个并联臂电路的上述路径上的一个节点与连接其它并联臂电路的上述路径上的其它节点之间的电路。

并联臂电路是配置在上述路径上的一个节点与接地之间的电路。

(实施方式1)

[11结构]

[11.1多工器的结构]

图1是实施方式1涉及的多工器1的电路框图。另外，在同图中，对于滤波器10，还示出了电路结构。

多工器1具备公共端子110c、滤波器10(第一滤波器)、以及滤波器20(第二滤波器)。在本实施方式中，多工器1是应对在3gpp(thirdgenerationpartnershipproject，第三代合作伙伴项目)中规定的多个频段的接收用的多工器，具体地，应对作为将band12的接收频带(729-746mhz)以及band13的接收频带(746-756mhz)进行了合成的接收频带的band12rx+13rx(以后，有时简化为“b12rx+13rx”)、以及作为band26的接收频带(859-894mhz)的band26rx(以后，有时简化为“b26rx”)。这样的多工器1例如可用作应对lte(longtermevolution，长期演进)的多工器。

另外，多工器1并不限于接收用的多工器，也可以是发送用的多工器或者双工器等应对发送以及接收这两者的多工器。此外，多工器1具备的滤波器的个数、以及应对的频段也并不限定于上述个数以及频段。

滤波器10是如下的弹性波滤波器，即，具有输入输出端子110(第一输入输出端子)以及输入输出端子120(第二输入输出端子)，一个输入输出端子110与多工器1的公共端子110c连接，另一个输入输出端子120与多工器1的独立端子110a连接。在本实施方式中，滤波器10是应对b12rx+13rx的接收滤波器，将b12rx+13rx作为通带，将作为band12的发送频带的band12tx以及作为band13的发送频带的band13tx(以后，有时分别简化为“b12tx”以及“b13tx”)作为衰减带。

滤波器20是如下的滤波器，即，一个输入输出端子110与多工器1的公共端子110c连接，另一个输入输出端子与多工器1的独立端子110b连接，滤波器20在比滤波器10的通带靠高频率侧具有通带。具体地，滤波器20的通带低频端的频率位于比滤波器10的通带高频端的频率靠高频率侧。在本实施方式中，滤波器20应对b26rx的接收滤波器，将b26rx作为通带，将作为band26的发送频带的band26tx(以后，有时简化为“b26tx”)作为衰减带。

另外，滤波器20的结构没有特别限定，可根据尺寸以及电特性的要求规格等而适当地使用弹性波滤波器、lc滤波器或电介质滤波器等。

这些滤波器10的输入输出端子110和滤波器20的一个输入输出端子通过分岔电路30直接地或间接地与公共端子110c连接。也就是说，分岔电路30是布线的分岔点(公共连接点)、或可得到一个以上的导通的开关、移相器，滤波器10、20各自的一个输入输出端子直接或经由移相器或开关与公共端子110c连接。

[1.1.2滤波器(第一滤波器)的结构]

滤波器10具备：设置在对输入输出端子110(第一输入输出端子)和输入输出端子120(第二输入输出端子)进行连结的路径上的串联臂电路11；以及与该路径上的节点和接地连接的并联臂电路12。

以下，在并联臂电路或串联臂电路中，将阻抗成为极小的频率定义为谐振频率，将阻抗成为极大的频率定义为反谐振频率，将谐振器的阻抗成为极小的频率定义为谐振频率，将该谐振器的阻抗成为极大的频率定义为反谐振频率。

串联臂电路11具备：在滤波器10(第一滤波器)的通带内具有谐振频率的串联臂谐振器s1a(第一串联臂谐振器)；以及与串联臂谐振器s1a并联连接，并具有位于比滤波器10的通带高频端的频率靠高频率侧的谐振频率的串联臂谐振器s1b(第二串联臂谐振器)。

串联臂谐振器s1a是连接在输入输出端子110与输入输出端子120之间的弹性波谐振器，在本实施方式中，在b12rx+b13rx的通带内具有谐振频率。

串联臂谐振器s1b是与串联臂谐振器s1a并联连接的弹性波谐振器，在本实施方式中，在不经由其它电路元件的情况下与串联臂谐振器s1a并联连接，具有比作为b12rx+b13rx的通带高频端的756mhz高(位于高频率侧)的谐振频率。

另外，串联臂谐振器s1a、s1b各自可以由多个弹性波谐振器构成，例如，可以由将一个弹性波谐振器进行了串联分割等的多个分割谐振器构成。

并联臂电路12具有位于比滤波器10(第一滤波器)的通带低频端靠低频率侧的谐振频率，在本实施方式中，仅有一个作为弹性波谐振器的并联臂谐振器p1构成。也就是说，在本实施方式中，并联臂电路12的谐振频率与并联臂谐振器p1的谐振频率相等，并联臂谐振器p1具有比作为b12rx+b13rx的低频端的729mhz低(位于低频率侧)的谐振频率。由此，能够通过并联臂谐振器p1来规定滤波器10的通带低频侧的衰减斜率的陡峭性。

另外，并联臂谐振器p1也可以由多个弹性波谐振器构成，例如，可以由将一个弹性波谐振器进行了串联分割等的多个分割谐振器构成。此外，并联臂电路12的结构并不限于像上述的那样使用了弹性波谐振器的并联臂谐振器，例如，也可以是lc谐振电路，进而，并不限于谐振电路，也可以是电感元件、电容元件等阻抗元件。

根据像以上那样构成的滤波器10，能够降低与作为弹性波滤波器的滤波器10一同构成多工器1的其它滤波器(在此为滤波器20)的通带内的损耗。另外，关于达到该效果的细节，将在后面叙述。

[1.2滤波器(第一滤波器)的特性]

接着，使用实施例(实施例1～实施例4)与其比较例(比较例1、比较例2)进行比较而对本实施方式涉及的滤波器10(第一滤波器)的特性进行说明。实施例1～实施例4具有实施方式的结构。也就是说，在实施例1～实施例4中，串联臂谐振器s1b具有位于比滤波器10的通带高频端靠高频率侧的谐振频率。相对于此，在比较例1中，不同点在于，串联臂谐振器s1b具有位于比滤波器10的通带高频端靠低频率侧的谐振频率。此外，在比较例2中，不同点在于，未设置串联臂谐振器s1b。也就是说，在比较例2中，串联臂电路仅由串联臂谐振器s1a构成。

将实施例1～实施例4以及比较例1、比较例2涉及的滤波器的电路常数示于表1。在此，所谓相对带宽(bwr)，在谐振器单体的情况下，定义为将反谐振频率(fa)与谐振频率(fr)的频率差(fa-fr)除以谐振频率(fr)的值((fa-fr)/fr)(或其百分比)，在串联臂电路或并联臂电路的情况下，定义为将位于最低频率的反谐振频率(fa1)与位于最低频率的谐振频率(fr1)的频率差(fa1-fr1)除以位于最低频率的谐振频率(fr1)的值((fa1-fr1)/fr1)(或其百分比)。另外，此时，串联臂电路或并联臂电路具有至少一个谐振频率和至少一个反谐振频率。此外，此处的所谓电容值，是弹性波谐振器的静电电容的值，关于其定义，将在后面叙述。

[表1]

在此，首先，关于由仅由串联臂谐振器构成的串联臂电路和仅由并联臂谐振电路构成的并联臂电路构成的一般的梯型的带通滤波器，说明谐振频率以及反谐振频率与滤波器特性的关系。

并联臂电路具有阻抗|z|成为极小的谐振频率frp以及阻抗|z|成为极大的反谐振频率fap(＞frp)。此外，串联臂电路具有阻抗|z|成为极小的谐振频率frs、以及阻抗|z|成为极大的反谐振频率fas(＞frs＞frp)。在构成梯型的带通滤波器时，使并联臂电路的反谐振频率fap与串联臂电路的谐振频率frs靠近。由此，在并联臂电路的阻抗接近极小的谐振频率frp构成衰减极，谐振频率frp附近成为低频率侧阻带。此外，若由此频率变高，则在反谐振频率fap附近并联臂电路的阻抗接近极大，且在谐振频率frs附近串联臂电路的阻抗接近极小。由此，在反谐振频率fap和谐振频率frs的附近，在从输入端子到输出端子的信号路径中成为通带。进而，若频率变高而成为反谐振频率fas附近，则在串联臂电路的阻抗变高的反谐振频率fas构成衰减极，反谐振频率fas附近成为高频率侧阻带。也就是说，由并联臂电路的反谐振频率fap以及串联臂电路的谐振频率frs构成通带，由并联臂电路的谐振频率frp构成通带低频侧的衰减极，由串联臂电路的反谐振频率fas构成通带高频侧的衰减极。

[1.2.1实施例(实施例1～实施例4)的滤波器的特性]

接下来，对实施例1～实施例4涉及的滤波器(第一滤波器)的特性进行说明。

图2是示出关于实施例1的滤波器的各种特性的曲线图。具体地，在同图的左列，从上起依次示出了滤波器特性(通过特性)、谐振器单体以及串联臂电路或并联臂电路的阻抗特性、以及更宽的频带中的该阻抗特性。在同图的右列，示出了输入输出端子110侧(即，公共端子110c侧)的反射特性，从上起依次示出了滤波器10单体(第一滤波器单体)的反射特性、谐振器单体以及谐振电路的反射特性、和更宽的频带中的该反射特性。这在以后的图3～图7中也是同样的。

另外，所谓滤波器10单体的特性，是通过如下方式得到的特性，即，在多工器1中，将滤波器10以外的滤波器(在此为滤波器20)和公共端子110c设为非连接，并消除了由于设为非连接而造成的阻抗匹配的偏移。

如同图以及表1所示，在实施例1中，串联臂谐振器s1a的谐振频率(fr_s1a)、串联臂谐振器s1b的谐振频率(fr_s1b)、并联臂谐振器p1的谐振频率(fr_p1)、滤波器10的通带低频端的频率(fl@b12rx+13rx)、滤波器10的通带高频端的频率(fh@b12rx+13rx)满足以下的第一关系。

fr_p1＜fl@b12rx+13rx≤fr_s1a≤fh@b12rx+13rx＜fr_s1b

图3是示出关于实施例2的滤波器的各种特性的曲线图。

如同图以及表1所示，在实施例2中，除了上述第一关系以外，还满足如下的第二关系，即，串联臂谐振器s1b(第二串联臂谐振器)的谐振频率比滤波器20的通带低频端的频率(fl@b26rx)低。

fr_s1b＜fl@b26rx

在这些实施例1、实施例2中，串联臂谐振器s1b的相对带宽(bwr_s1b)与并联臂电路12的相对带宽相等。在此，并联臂电路12仅由并联臂谐振器p1构成，因此并联臂电路12的相对带宽与并联臂谐振器p1的相对带宽(bwr_p1)相等。此外，串联臂谐振器s1a的相对带宽(bwr_s1a)与并联臂电路12的相对宽带相等。也就是说，在实施例1、实施例2中，相对带宽的关系变得如下。

bwr_s1a＝bwr_s1b＝bwr_p1

相对于此，在实施例3、实施例4中，串联臂谐振器s1b的相对带宽(bwr_s1b)比并联臂电路12的相对带宽(即，bwr_p1)宽。也就是说，在实施例3、实施例4中，相对带宽满足以下的第三关系。

bwr_s1b＞bwr_s1b＝bwr_p1

另外，串联臂谐振器s1a的相对带宽(bwr_s1a)与并联臂电路12的相对带宽(即，bwr_p1)的关系并不限定于上述关系，也可以相互不同。

图4是示出关于实施例3的滤波器的各种特性的曲线图。

如同图以及表1所示，在实施例3中，除了上述第一关系以外，还满足上述第三关系。

图5是示出关于实施例4的滤波器的各种特性的曲线图。

如同图以及表1所示，在实施例4中，除了上述第一关系、第二关系以外，还满足上述第三关系。

理想的是，滤波器10在通带高频侧的频带中反射损耗成为0，但是若体波损耗变大，则在该频带中反射损耗增大。因此，在由滤波器10和通带比其高的滤波器20构成了多工器的情况下，若滤波器10的该频带的反射损耗大(体波损耗大)，则通带位于该频带的、滤波器20的通带内的损耗劣化。

如图2～图5所示，在实施例1～实施例4中，通过设置有具有比滤波器10的通带高频端的频率高的谐振频率的串联臂谐振器s1b，从而在相当于滤波器20的通带(第二滤波器的通带，在此为b26rx)的频带中，能够使串联臂电路11的反射损耗比串联臂谐振器s1a单体的反射损耗降低。由此，在多工器1中，能够降低通带比滤波器10高的滤波器20的通带内的损耗。

即，在作为弹性波谐振器的串联臂谐振器s1a中，在反谐振频率的高频率侧，产生由串联臂谐振器s1a造成的体波损耗，反射损耗增大。但是，关于串联臂谐振器s1a，因为谐振频率(fr_s1a)位于滤波器10的通带内，所以反谐振频率(fa_s1a)位于该滤波器10的通带外，具体地，位于比通带端靠高频率侧。因此，即使产生该体波损耗，对滤波器10的通带内的特性也没有影响。但是，关于滤波器20，因为通带位于比滤波器10的通带靠高频率侧，所以在应用于多工器的情况下，由于该体波损耗的影响，通带内的损耗有可能劣化。

关于此，在本实施方式中，通过在串联臂谐振器s1a并联连接串联臂谐振器s1b，从而输入到滤波器10的高频信号在串联臂谐振器s1a和串联臂谐振器s1b进行功率分配。此外，串联臂谐振器s1b的谐振频率位于比滤波器10的通带高频端靠高频率侧，因此由串联臂谐振器s1b造成的体波损耗与由串联臂谐振器s1a造成的体波损耗相比，在更高频率处产生。

因此，能够降低作为具有串联臂谐振器s1a和串联臂谐振器s1b的串联臂电路11整体观察时的相当于滤波器20的通带的频带中的体波损耗，因此能够降低滤波器20的通带内的损耗。也就是说，根据本实施方式，通过串联臂谐振器s1a以及串联臂谐振器s1b的合成特性来降低相当于滤波器20的通带的频带中的体波损耗，由此，在多工器1中，能够降低通带比滤波器10高的滤波器20的通带内的损耗。

[1.2.2比较例(比较例1、比较例2)的滤波器的特性]

接下来，对比较例1、比较例2涉及的滤波器的特性进行说明。

图6是示出关于比较例1的滤波器的各种特性的曲线图。

如上所述，在比较例1中，串联臂谐振器s1b的谐振频率(fr_s1b)位于比滤波器10的通带高频端fh@b12rx+13rx靠低频率侧，具体地，如同图以及表1所示，与并联臂谐振器p1的谐振频率(fr_p1)相等(即，fr_p1＝fr_s1b＜fr_s1a)。

图7是示出关于比较例2的滤波器的各种特性的曲线图。

如上所述，在比较例2中，未设置与串联臂谐振器s1a并联连接的串联臂谐振器s1b。

图8是对比较例1以及比较例2涉及的滤波器的各种特性进行了比较的曲线图。具体地，在同图的左列，在上段示出了滤波器特性(通过特性)，在下段示出了串联臂电路的阻抗特性。在同图的右列，示出了反射特性，在上段示出了滤波器单体的反射特性，在下段示出了串联臂电路的反射特性。这在以后的图9～图12中也是同样的。

如图6以及图7所示，在比较例1、比较例2中的任一者中，在相当于滤波器20的通带(b26rx)的频带中，均产生比由串联臂谐振器s1a造成的体波损耗大的体波损耗。

具体地，在比较例2中，未设置串联臂谐振器s1b，因此串联臂电路的反射特性变得与串联臂谐振器s1a单体的反射特性相等。也就是说，输入到滤波器(第一滤波器)的高频信号在不进行功率分配的情况下被供给到串联臂谐振器s1a。因而，不能抑制由串联臂谐振器s1a产生的体波损耗，相当于滤波器20的通带(b26rx)的频带中的反射损耗大。

此外，在比较例1中，乍一看，觉得通过串联臂谐振器s1a和串联臂谐振器s1b的功率分配能够降低相当于滤波器20的通带的频带中的体波损耗。

但是，如图8所示，在比较例1中，因为设置了具有比串联臂谐振器s1a的谐振频率低的谐振频率的串联臂谐振器s1b，所以在滤波器10的通带高频侧的频带中，串联臂谐振器s1a和串联臂谐振器s1b均产生体波损耗。因此，相当于滤波器20的通带(b26rx)的频带中的反射损耗劣化。

根据以上，如图8所示，与比较例1相比，在比较例2中，相当于滤波器20的通带的频带中的反射损耗降低(在比较例1中为2.3db，在比较例2中为1.9db)。也就是说，从降低滤波器20的通带内的损耗的观点出发，比较例2优于比较例1。因此，以后，与比较例2进行比较而对由实施例(实施例1～实施例4)达到的效果进行说明。

[1.2.3实施例和比较例的特性比较]

图9是对实施例1以及比较例2涉及的滤波器的各种特性进行了比较的曲线图。

如同图的左列下段所示，在实施例1中，通过在串联臂谐振器s1a并联连接串联臂谐振器s1b，从而与比较例2相比，串联臂电路的相对带宽变窄。因此，如同图的左列上段所示，在实施例1中，与比较例2相比，通带高频侧的衰减斜率的陡峭性提高。

此外，如上所述，在滤波器20的通带(b26rx)中，虽然在串联臂谐振器s1a中产生体波损耗，但是在串联臂谐振器s1b中不易产生体波损耗。因而，如同图的右列下段所示，在输入的高频信号在串联臂谐振器s1a和串联臂谐振器s1b进行功率分配的实施例1中，与不进行该功率分配的比较例2相比，在滤波器20的通带中，能够降低由串联臂电路11造成的体波损耗。由此，如同图的右列上段所示，在实施例1中，与比较例2相比，能够降低相当于滤波器20通带(b26rx)的频带中的滤波器10的反射损耗(在实施例1中为1.5db，在比较例2中为1.9db)。

图10是对实施例2以及比较例2涉及的滤波器的各种特性进行了比较的曲线图。

如同图的左列下段以及左列上段所示，在实施例2中，与实施例1同样地，通过在串联臂谐振器s1a并联连接串联臂谐振器s1b，从而如同图的右列上段所示，能够降低相当于滤波器20的通带(b26rx)的频带中的滤波器10的反射损耗。

在此，实施例2与实施例1相比，串联臂谐振器s1b的谐振频率比第二滤波器的通带低频端的频率低。关于此，弹性波谐振器的静电电容具有频率特性，具体地，在反谐振频率的高频侧附近示出高阻抗的电容特性。由此，在实施例2中，与实施例1相比，在滤波器20的通带(b26rx)中，能够减小串联臂谐振器s1b的静电电容，因此能够提高从公共端子110c观察滤波器10的阻抗。因而，能够进一步降低相当于滤波器20的通带(b26rx)的频带中的滤波器10的反射损耗(在实施例2中为1.3db，在实施例1中为1.5db)。

也就是说，根据实施例2，在滤波器20的通带中，能够提高串联臂谐振器s1b的阻抗，因此能够提高从公共端子110c观察滤波器10的阻抗。因而，在从公共端子110c观察滤波器10的情况下，通过降低相当于滤波器20的通带的频带中的体波损耗，从而能够降低滤波器20的通带内的损耗。

图11是对实施例3以及比较例2涉及的滤波器的各种特性进行了比较的曲线图。

在实施例3中，通过作为串联臂谐振器s1a而使用相对带宽宽的弹性波谐振器，从而如同图的左列下段所示，与实施例1相比，示出与串联臂谐振器s1b的合成特性的串联臂电路11的相对带宽变窄，与比较例2的该相对带宽成为相同程度。因此，如同图的左列上段所示，在实施例3中，关于通带高频侧的衰减斜率，得到与比较例2相同程度的陡峭性。此外，在实施例3中，通过与实施例1同样的作用，如同图的右列上段所示，与比较例2相比，能够降低相当于滤波器20的通带(b26rx)的频带中的滤波器10的反射损耗(在实施例3中为1.8db，在比较例2中为1.9db)。

图12是对实施例4以及比较例2涉及的滤波器的各种特性进行了比较的曲线图。

在实施例4中，通过作为串联臂谐振器s1a而使用相对带宽宽的弹性波谐振器，从而通过与实施例3同样的作用，示出与串联臂谐振器s1b的合成特性的串联臂电路11的相对带宽变窄，与比较例2的该相对带宽成为相同程度。因此，如同图的左列上段所示，在实施例4中，关于通带高频侧的衰减斜率，得到与比较例2相同程度的陡峭性。此外，在实施例4中，通过与实施例1同样的作用，如同图的右列上段所示，与比较例2相比，能够降低相当于滤波器20的通带(b26rx)的频带中的滤波器10的反射损耗(在实施例4中为1.2db，在比较例2中为1.9db)。

在此，在实施例4中，与实施例3相比，串联臂谐振器s1b的谐振频率比滤波器20的通带低频端的频率低。因此，在实施例4中，通过与实施例2同样的作用，与实施例3相比，能够进一步降低相当于滤波器20的通带(b26rx)的频带中的滤波器10的反射损耗(在实施例4中为1.2db，在实施例3中为1.8db)。

此外，在实施例3、实施例4中，与实施例1、实施例2相比，作为串联臂谐振器s1a而使用相对带宽宽的弹性波谐振器，并通过与串联臂谐振器s1b的合成特性，使串联臂电路11的相对带宽变窄。通过这样的结构，在实施例3、实施例4中，与实施例1、实施例2相比，能够降低串联臂谐振器s1b的阻抗。因此，在串联臂电路11中，能够增大向不易产生相当于滤波器20的通带(b26rx)的频带中的体波损耗的串联臂谐振器s1b的功率分配，因此能够降低作为串联臂电路11整体观察时的相当于滤波器20的通带(b26rx)的频带中的反射损耗。因此，能够降低滤波器20的通带内的损耗。

对以上进行总结为，根据实施例1～实施例4，与比较例1、比较例2相比，通过设置具有比滤波器10的通带高频端的频率高的谐振频率的串联臂谐振器s1b，从而在相当于滤波器20的通带的频带中，能够降低反射损耗。此外，若串联臂谐振器s1b的谐振频率比滤波器10的通带高频端的频率高且比滤波器20的通带低，则能够更进一步降低相当于层滤波器20的通带的频带中的反射损耗。进而，若串联臂谐振器s1a的相对带宽比并联臂电路12的相对带宽宽，则能够进一步降低相当于滤波器20的通带的频带中的反射损耗。

<相当于滤波器20的通带的频带中的反射损耗>

[13变形例]

[13.1结构]

到此为止，作为应对b12rx+13rx的滤波器，为了简单明了，以由一个串联臂电路11和一个并联臂电路12构成的梯型的滤波器电路为例进行了说明。但是，该滤波器的结构可根据所要求的通过特性以及衰减特性等而适当地进行调整，并不限于上述结构。

图13是实施方式1的变形例涉及的多工器1a的电路框图。另外，在同图中，对于滤波器10a，还示出了电路结构。

如同图所示，同图所示的滤波器10a是滤波器10的具体的电路结构的一个例子。如同图所示，滤波器10a具备设置在对输入输出端子110和输入输出端子120进行连结的串联臂上的三个串联臂电路110s、120s、130s、以及三个并联臂电路110p、120p、130p。在此，串联臂电路110s相当于上述滤波器10的串联臂电路11。也就是说，相对于滤波器10，滤波器10a还具备具有设置在对输入输出端子110和输入输出端子120进行连结的路径上的弹性波谐振器的其它串联臂电路(串联臂电路120s、130s)。并联臂电路110p相当于上述滤波器10的并联臂电路12。此外，两个串联臂电路120s、130s分别仅由一个串联臂谐振器s2、s3构成，两个并联臂电路120p、130p分别仅由一个并联臂谐振器p2、p3构成。

串联臂电路110s在不经由其它串联臂电路(串联臂电路120s、130s)的情况下与输入输出端子110连接，输入输出端子110在不经由弹性波谐振器的情况下与公共端子110c连接。

此外，虽然在多工器1a中设置有用于取得阻抗匹配的匹配用电感器40，但是也可以没有该匹配用电感器40。

[1.3.2特性]

接着，使用实施例(实施例5～实施例8)与其比较例(比较例3、比较例4)进行比较而对本变形例涉及的滤波器10a的特性进行说明。实施例5～实施例8分别具有在实施例1～实施例4中说明的结构及其特性，比较例3、比较例4分别具有在比较例1、比较例2中说明的结构及其特性。另外，关于比较例4，与比较例2同样地，未设置串联臂谐振器s1b。

将实施例5～实施例8以及比较例3、比较例4涉及的滤波器(第一滤波器)的电路常数示于表2。

[表2]

图14是示出关于实施例5的多工器的各种特性的曲线图。图15是示出关于实施例6的多工器的各种特性的曲线图。图16是示出关于实施例7的多工器的各种特性的曲线图。图17是示出关于实施例8的多工器的各种特性的曲线图。具体地，在这些图中，从上起依次示出了多工器的通过特性、应对b12rx+13rx的滤波器单体的滤波器特性(通过特性)、以及该滤波器单体的反射特性。

另外，作为多工器的通过特性，示出了设置了应对b12rx+13rx的滤波器的路径的通过特性(以后，记载为“b12rx+13rx特性”)、以及设置了应对b26rx的滤波器的路径的通过特性(以后，记载为“b26rx特性”)。

对于实施例5～实施例8以及比较例3、比较例4涉及的多工器，将b12rx+13rx特性中的通带内的损耗(i.loss：insertionloss，插入损耗)以及衰减带中的衰减量(att.：attenuation)示于表3。此外，对于实施例5～实施例8以及比较例3、比较例4涉及的多工器，将b26rx特性中的通带内的损耗以及衰减带中的衰减量(att.：attenuation)示于表4。此外，对于实施例5～实施例8以及比较例3、比较例4涉及的多工器，将应对b12rx+13rx的滤波器单体特性中的b26rx频带内的反射损耗(r.loss：returnloss)示于表5。

[表3]

[表4]

[表5]

如这些表所示，在实施例5～实施例8中的任一者中，与比较例3、比较例4相比，在应对b12rx+13rx的滤波器单体特性中，b26rx的频带中的反射损耗均降低。也就是说，因为实施例5～实施例8分别具有实施例1～实施例4的结构，所以能够达到与实施例1～实施例4同样的效果。

具体地，在实施例5～实施例8中，在串联臂谐振器s1a并联连接有串联臂谐振器s1b。因而，输入到应对b12rx+13rx的滤波器10a的高频信号在串联臂谐振器s1a和串联臂谐振器s1b进行功率分配。在此，串联臂谐振器s1b的谐振频率比应对b12rx+13rx的滤波器的通带高频端的频率(756mhz)高。因而，在相当于滤波器20的通带(b26rx)的频带中，与串联臂谐振器s1a相比，串联臂谐振器s1b不易产生体波损耗。因此，能够降低作为串联臂电路整体观察时的b26rx中的体波损耗。因此，能够降低滤波器20的通带内的损耗。即，关于多工器的b26rx特性，能够降低通带内的损耗。

此外，根据实施例6、实施例8，与实施例5、实施例7相比l串联臂谐振器s1b的谐振频率比滤波器20的通带低频端的频率(859mhz)低。关于此，在应对b12rx+13rx的滤波器10a单体中，实施例7、实施例8的反射损耗比实施例5、实施例6的反射损耗劣化。但是，像在实施例2中叙述的那样，能够在b26rx中减小串联臂谐振器s1b的电容，因此能够提高从公共端子110c观察滤波器10a的阻抗。因而，关于多工器的b26rx特性，能够降低通带内的损耗。

此外，根据实施例7、实施例8，与实施例5、实施例6相比，串联臂谐振器s1a的相对带宽宽。具体地，在实施例7、实施例8中，串联臂谐振器s1a的相对带宽比滤波器10a具备的一个以上的串联臂电路(在此为三个串联臂电路110s、120s、130s)中的、与具有串联臂谐振器s1a的串联臂电路不同的串联臂电路以及并联臂电路(在此为串联臂电路120s、130s以及并联臂电路110p、120p、130p)中的任一者的相对带宽宽。

另外，从关于多工器的b26rx特性降低通带内的损耗的观点出发，优选像实施例7、实施例8那样，串联臂谐振器s1a的相对带宽比串联臂电路120s、130s以及并联臂电路110p、120p、130p中的任一者的相对带宽宽。但是，如果串联臂谐振器s1a的相对带宽比串联臂电路120s、130s以及并联臂电路110p、120p、130p中的至少一者的相对带宽宽，则与不是这样的结构相比，能够降低上述损耗。

在此，关于由滤波器10a的体波损耗造成的滤波器20的通带内的损耗的劣化，由最靠近滤波器10a的公共端子110c进行连接的串联臂电路(即，在不经由其它串联臂电路的情况下与公共端子连接的串联臂电路)的体波损耗造成的影响是支配性的。根据实施例5～实施例8，在串联臂谐振器s1a并联连接了串联臂谐振器s1b的串联臂电路110s在不经由其它串联臂电路的情况下与公共端子110c连接。因此，在从公共端子110c观察滤波器10a的情况下，能够进一步降低滤波器20的通带内的体波损耗，因此能够有效地降低滤波器20的通带内的损耗。

[1.4弹性波谐振器的构造]

本实施方式及其变形例涉及的滤波器10、10a包含的各弹性波谐振器(各串联臂谐振器以及各并联臂谐振器)是使用了saw(surfaceacousticwave，声表面波)的弹性波谐振器。另外，在saw中，不仅包含表面波，还包含边界波。

图18a是表示实施方式1及其变形例中的弹性波谐振器的电极构造的俯视图以及剖视图。此外，图18b是实施方式1及其变形例中的弹性波谐振器的电极指及其周围的构造的剖视图。在图18a以及图18b中，例示了表示相当于构成滤波器10、10a的各弹性波谐振器的弹性波谐振器res的构造的俯视示意图以及剖视示意图。此外，图18a所示的弹性波谐振器res用于说明上述各弹性波谐振器的典型的构造，构成电极的电极指的根数、长度等并不限定于此。

如图18a所示，弹性波谐振器res具有由形成在基板101上的多个电极指121f构成的idt电极121，基板101在至少一部分具有压电性。由此，能够将构成滤波器10、10a的各谐振器小型化，因此可谋求滤波器10、10a的小型化以及低成本化。此外，弹性波谐振器一般来说示出高q的特性，因此可谋求滤波器10、10a的低损耗化以及高选择度化。

具体地，如图18a以及图18b所示，弹性波谐振器res除了idt电极121以外，还具有基板101、ksaw调整膜122、保护层103、保护层104，基板101具有压电性。

具有压电性的基板101由钽酸锂(litao3)、铌酸锂(linbo3)、铌酸钾(knbo3)、石英、或它们的层叠体构成。通过这样的结构，能够构成示出高q且宽带的特性的弹性波谐振器res。

另外，具有压电性的基板101只要是在至少一部分具有压电性的基板即可。例如，也可以在表面具备压电薄膜(压电体)，并由声速与该压电薄膜不同的膜以及支承基板等的层叠体构成。具有压电性的基板101例如可以为：包含高声速支承基板和形成在高声速支承基板上的压电薄膜的层叠体；包含高声速支承基板、形成在高声速支承基板上的低声速膜、以及形成在低声速膜上的压电薄膜的层叠体；或者包含支承基板、形成在支承基板上的高声速膜、形成在高声速膜上的低声速膜、以及形成在低声速膜上的压电薄膜的层叠体。此外，具有压电性的基板101也可以在基板整体具有压电性。在该情况下，具有压电性的基板101由一层压电体层构成。

如图18a所示，idt电极121由相互对置的一对梳形电极121a以及121b构成。梳形电极121a以及121b分别由相互平行的多个电极指121f和对该多个电极指121f进行连接的汇流条电极构成。上述多个电极指121f沿着与传播方向正交的方向形成。在idt电极121的两侧设置有反射器。另外，反射器可以通过附加重量来构成，此外，也可以不设置反射器。

该idt电极121由低密度金属层或低密度金属层和高密度金属层的层叠体构成。低密度金属层是由从a1、ti、cu、ag、ni、cr以及它们的合金选择了一种以上的低密度金属构成的金属层，或者是这些金属层的层叠体。高密度金属层是由从au、pt、ta、mo以及w选择了一种以上的高密度金属构成的金属层。另外，低密度金属并不限于上述材质，只要是密度比构成高密度金属层的高密度金属小的金属即可。

例如，图18b所示的idt电极121通过如下方式形成，即，从具有压电性的基板101侧起依次层叠由nicr构成的金属膜211、由pt构成的金属膜212、由ti构成的金属膜213、由alcu(al和cu的合金)构成的金属膜214、以及由ti构成的金属膜215。也就是说，该idt电极121由各自为低密度金属层的四个金属膜211、213、214、215和作为高密度金属层的一个金属膜215的层叠体构成。

保护层103以及保护层104是以保护idt电极121不受外部环境侵害并且调整频率温度特性、以及提高耐湿性等为目的的保护层。

ksaw调整膜122形成在具有压电性的基板101与idt电极121之间，是调整机电耦合系数的第一调整膜。

这些保护层103、104以及ksaw调整膜122由氧化硅(sio2)、氮化硅(sin)、氮化铝(aln)、或它们的层叠体构成，例如，保护层103以及ksaw调整膜122由sio2构成，保护层104由sin构成。此外，保护层103以及保护层104一并构成第二调整膜。

另外，图18b所示的idt电极121的结构是一个例子，并不限于此。如前所述，idt电极121也可以不是金属膜的层叠构造，而是单层的金属膜。此外，构成各金属膜以及各保护层的材料并不限定于上述的材料。此外，idt电极121例如可以由ti、al、cu、pt、au、ag、pd等金属或合金构成，也可以由上述的金属或合金所构成的多个层叠体构成。此外，保护层103、104、以及ksaw调整膜122的结构并不限于上述的结构，例如，也可以由sio2、sin、aln、聚酰亚胺、或它们的层叠体等电介质或绝缘体构成。此外，也可以不设置保护层103、104以及ksaw调整膜122。

在像这样构成的弹性波谐振器res中，由idt电极121的设计参数等规定所激励的弹性波的波长。

弹性波的波长由多个电极指121f中的连接于一个汇流条电极的电极指121f的重复周期λ规定。此外，所谓电极指间距(多个电极指121f的间距，即，电极指周期)p，是该重复周期λ的1/2，在将电极指121f的线宽度设为w并将相邻的电极指121f之间的间隔宽度设为s的情况下，用p＝(w+s)来定义。此外，所谓idt电极121的交叉宽度a，是从弹性波的传播方向对与一组汇流条电极中的一者连接的电极指121f和与另一者连接的电极指121f进行了观察的情况下的重复的电极指长度。此外，所谓电极占空比(dutyratio)，是多个电极指121f的线宽度占有率，用该线宽度相对于多个电极指121f的线宽度和间隔宽度的相加值的比例来定义，也就是说，用w/(w+s)来定义。即，电极占空比用多个电极指121f的宽度相对于电极指间距(多个电极指121f的间距)之比来定义，也就是说，用w/p来定义。此外，所谓对数，是构成对的电极指121f的数目，用(电极指121f的总数-1)/2来定义。此外，所谓idt电极121的膜厚t(即，多个电极指121f的膜厚)，是金属膜211～215的合计膜厚。此外，弹性波谐振器res的静电电容c0用以下的式1示出。

[数学式1]

另外，ε0是真空中的介电常数，εr是具有压电性的基板101的介电常数。

[1.5相对带宽的调整]

接着，对具有弹性波谐振器构造的串联臂谐振器以及并联臂谐振器的相对带宽bwr的调整进行说明。

图19是表示构成电极构造的第一调整膜(ksaw调整膜)的膜厚与弹性波谐振器的阻抗的关系的曲线图。此外，图20是表示第一调整膜的膜厚与弹性波谐振器的谐振频率、反谐振频率、以及相对带宽的关系的曲线图。在图19示出了使图18b所示的第一调整膜的膜厚变化的情况下的弹性波谐振器的阻抗的频率特性。另外，此时，作为具有压电性的基板101，使用-10°y切割linbo3基板，将idt电极膜厚设为595nm。此外，在图20的上段示出了第一调整膜的膜厚与谐振频率fr的关系，在图20的中段示出了第一调整膜的膜厚与反谐振频率fa的关系，在图20的下段示出了第一调整膜的膜厚与相对带宽bwr的关系。

如图19所示，若使第一调整膜的膜厚变化，则反谐振频率fa基本不动，谐振频率fr偏移。更具体地，如图20所示，使第一调整膜的膜厚越厚，谐振频率fr越向高频率侧偏移，相对带宽bwr变得越小。

根据以上的结果，在实施方式1及其变形例涉及的滤波器10、10a中，作为使串联臂谐振器s1a的相对带宽比至少一个其它弹性波谐振器的相对带宽宽的结构，可列举：(1)使串联臂谐振器s1a的idt电极中的第一调整膜比至少一个其它弹性波谐振器的idt电极中的第一调整膜薄，或者(2)不在串联臂谐振器s1a的idt电极形成第一调整膜。

图21是表示构成电极构造的第二调整膜的膜厚与弹性波谐振器的阻抗的关系的曲线图。此外，图22是表示第二调整膜的膜厚与弹性波谐振器的谐振频率、反谐振频率、以及相对带宽的关系的曲线图。在图21示出了使图18b所示的第二调整膜(保护层103+104)的膜厚变化的情况下的弹性波谐振器的谐振阻抗的频率特性。另外，此时，作为具有压电性的基板101，使用-10°y切割linbo3基板，将idt电极膜厚设为了595nm。此外，在图22的上段示出了第二调整膜的膜厚与谐振频率fr的关系，在图22的中段示出了第二调整膜的膜厚与反谐振频率fa的关系，在图22的下段示出了第二调整膜的膜厚与相对带宽bwr的关系。

如图21所示，若使第二调整膜的膜厚变化，则反谐振频率fa以及谐振频率fr偏移。更具体地，如图22所示，使第二调整膜的膜厚越厚，谐振频率fr越向高频率侧偏移，且反谐振频率fa越向低频率侧偏移，因此相对带宽bwr变得越小。

根据以上的结果，在实施方式1及其变形例涉及的滤波器10、10a中，作为使串联臂谐振器s1a的相对带宽比至少一个其它弹性波谐振器的相对带宽宽的结构，可列举：(1)使串联臂谐振器s1a的idt电极中的第二调整膜比至少一个其它弹性波谐振器的idt电极中的第二调整膜薄的结构，或者(2)不在串联臂谐振器s1a的idt电极形成第二调整膜的结构。

根据以上，第一调整膜以及第二调整膜只要根据所要求的滤波器特性而适当地设定即可。具体地，例如，因为第二调整膜还具有提高频率温度特性以及耐湿性等功能，所以考虑要求的滤波器所需的频率温度特性以及耐湿性而进行设定，相对带宽的调整只要主要通过第一调整膜的有无以及膜厚来决定即可。

(实施方式2)

在实施方式1中，第一滤波器的串联臂电路具有将串联臂谐振器s1a(第一串联臂谐振器)和串联臂谐振器s1b(第一串联臂谐振器)并联连接的结构。相对于此，在本实施方式中，第一滤波器的串联臂电路具有在上述结构附加了其它电路元件的结构。

[2.1滤波器(第一滤波器)的结构]

图23是实施方式2涉及的滤波器10b(第一滤波器)的电路结构图。同图所示的滤波器10b具备串联臂电路11b以及并联臂电路12，串联臂电路11b具备串联臂谐振器s1a、串联臂谐振器s1b、以及阻抗元件z1。同图所示的滤波器10b与实施方式1涉及的滤波器10相比较，作为结构，不同点仅在于，具有阻抗元件z1。以下，以与实施方式1涉及的滤波器10的不同点为中心对本实施方式涉及的滤波器10b进行说明。

串联臂谐振器s1a(第一串联臂谐振器)连接在输入输出端子110与输入输出端子120之间，是在滤波器10b(第一滤波器)的通带内具有谐振频率的弹性波谐振器。

阻抗元件z1是与串联臂谐振器s1a串联连接的第一阻抗元件，可例示电容器或电感器。

串联臂谐振器s1b(第二串联臂谐振器)是如下的弹性波谐振器，即，与将串联臂谐振器s1a以及阻抗元件z1串联连接的电路并联连接，具有位于比滤波器10b的通带高频端靠高频率侧的谐振频率。

根据像上述那样构成的滤波器10b，与实施方式1涉及的滤波器10同样地，能够降低与作为弹性波滤波器的滤波器10一同构成多工器1的其它滤波器(在此为滤波器20)的通带内的损耗。进而，通过适当地选择阻抗元件，从而能够调整通带或衰减带。另外，阻抗元件也可以像变容二极管(varicap)以及dtc(digitallytunablecapacitor，数字可调电容器)等可变电容器那样能够调整元件值。

[2.2谐振分析]

在此，通过使用了谐振器的等效电路模型的阻抗特性(谐振特性)的分析(谐振分析)，对可得到上述那样的谐振频率以及反谐振频率的原理进行说明。

[2.2.1谐振器单体]

首先，对谐振器单体的谐振特性进行说明。

图24a是表示一个谐振器的等效电路模型及其谐振特性的图。如同图所示，谐振器能够用将电容器c1和电感器l1串联地连接的电路和对将电容器c1和电感器l1串联地连接的电路并联地连接了电容器c0的电路(并联连接电路)来表示。在此，电容器c0是谐振器的静电电容。

在上述等效电路中，谐振器的谐振频率fr由将电容器c1和电感器l1串联地连接的电路规定，是上述等效电路的阻抗成为0的频率，因此，通过解式2，从而可用式3示出。

[数学式2]

[数学式3]

此外，谐振器的反谐振频率fa是上述等效电路的导纳y成为0的频率，因此通过解式4，从而可用式5示出。

[数学式4]

[数学式5]

根据上述式3以及式5，如图24a的右侧曲线图所示，反谐振频率fa出现在比谐振频率fr靠高频率侧。

也就是说，谐振器具有一个谐振频率和位于比该谐振频率靠高频率侧的一个反谐振频率。

[2.2.2在谐振器串联连接阻抗元件]

接着，使用等效电路模型对在谐振器串联连接了阻抗元件的情况下的谐振特性进行说明。

图24b是表示在谐振器串联连接了阻抗元件x1的情况下的等效电路模型及其谐振特性的图。如同图所示，谐振器能够用将电容器c1和电感器l1串联地连接的电路和对将电容器c1和电感器l1串联地连接的电路并联地连接了电容器c0的电路来表示。在此，电容器c0是谐振器的静电电容。此外，对谐振器连接有阻抗元件x1和开关sw的并联电路。

首先，对开关sw接通的情况说明上述等效电路的谐振特性。在开关sw接通的情况下，阻抗元件x1成为短路，因此谐振频率fr_on以及反谐振频率fa_on分别变得与图24a中的谐振器单体的谐振频率fr以及反谐振频率fa相同，可用式6以及式7表示。

[数学式6]

[数学式7]

接着，对于开关sw断开的情况，分为(1)阻抗元件x1为电容器的情况、以及(2)阻抗元件x1为电感器的情况进行说明。

(1)阻抗元件x1为电容器ct的情况

开关sw断开的情况下的谐振频率fr_off1为上述等效电路的阻抗z成为0的频率，因此通过解式8，从而可用式9示出。

[数学式8]

[数学式9]

另一方面，开关sw断开的情况下的反谐振频率fa_off1与开关sw接通的情况下的反谐振频率fa_on相同，可用式10表示。

[数学式10]

根据式6、式7、式9、以及式10，在阻抗元件x1为电容器的情况下，如图24b的右侧曲线图所示，不依赖于开关sw的接通以及断开的切换，反谐振频率fa_on以及fa_off1一致。另一方面，可知关于谐振频率，与开关sw的接通时(fr_on)相比，在开关sw的断开时(fr_off1)向高频率侧偏移。

(2)阻抗元件x1为电感器lt的情况

开关sw断开的情况下的谐振频率fr_off2为上述等效电路的阻抗z成为0的频率，因此通过解式11，从而可用式12示出。

[数学式11]

[数学式12]

a＝l1ltc0c1

b＝-l1c1-l1c0-ltc1

c＝1(式12)

在式12中，fr_off2l是开关sw断开的情况下的低频率侧的谐振频率，fr_off2h是开关sw断开的情况下的高频率侧的谐振频率。

另一方面，开关sw断开的情况下的反谐振频率fa_off2与开关sw接通的情况下的反谐振频率fa_on相同，可用式13表示。

[数学式13]

根据式6、式7、式12、以及式13，在阻抗元件x1为电感器的情况下，如图24b的右侧曲线图所示，不依赖于开关sw的接通以及断开的切换，反谐振频率fa_on以及fa_off2一致。另一方面，可知关于谐振频率，与开关sw的接通时(fr_on)相比，开关sw的断开时(fr_off2l)向低频率侧偏移，并且追加了(fr_off2h)。

[2.2.3在谐振器并联连接阻抗元件]

接着，对在谐振器并联连接了阻抗元件的情况下的谐振特性进行说明。另外，在此，对阻抗元件为电容器ct的情况进行说明，对于阻抗元件为电感器lt的情况，省略说明。此外，该情况下的等效电路模型只不过是对图24a所示的谐振器的等效电路模型并联连接了电容器ct，因此简化地进行说明。

在阻抗元件x1为电容器ct的情况下，成为在图24a所示的等效电路模型中在电容器c0并联地连接电容器ct的结构。因此，可知该情况下的谐振频率由式6的c0被置换为电容器c0与电容器ct的合成电容(c0+ct)的式子示出，与谐振器单体的谐振频率一致。此外，根据式7可知，该情况下的反谐振频率与谐振器单体的反谐振频率相比，向低频率侧偏移。

[2.2.4谐振分析(两个谐振器并联连接)]

接着，使用等效电路模型对并联连接了两个谐振器的情况下的特性进行说明。

图24c是表示并联连接的两个谐振器的等效电路模型及其谐振特性的图。在同图示出了并联地连接了谐振器resl以及res2的模型。谐振器res1能够用将电容器c1和电感器l1串联地连接的电路和对将电容器c1和电感器l1串联地连接的电路并联地连接了电容器c01的电路来表示，谐振器res2能够用将电容器c2和电感器l2串联地连接的电路和对将电容器c2和电感器l2串联地连接的电路并联地连接了电容器c02的电路来表示。在此，电容器c01以及c02分别为谐振器res1以及res2的静电电容。将这些谐振器res1和谐振器res2并联地连接的电路用示于图24c左下方的等效电路表示。也就是说，将上述谐振器res1和res2并联地连接的电路可用并联地连接了将电容器c1和电感器l1串联地连接的电路、将电容器c2和电感器l2串联地连接的电路、以及电容器c0(＝c01+c02)的电路来表示。

在上述等效电路中，规定两个谐振频率，谐振频率fr1、fr2分别由将电容器c1和电感器l1串联地连接的电路、以及将电容器c2和电感器l2串联地连接的电路的谐振频率规定，可用式14示出。

[数学式14]

也就是说，用上述等效电路表示的两个谐振频率fr1、fr2分别与谐振器res1的谐振频率fr_res1以及谐振器res2的谐振频率fr_res2相等。

此外，上述等效电路的反谐振频率为上述等效电路的导纳y成为0的频率，因此通过解式15，从而可知像式16那样具有两个反谐振频率(fa1、fa2)。

[数学式15]

[数学式16]

a＝l1l2c0c1c2

b＝-l1c0c1-l2c0c2-l1c1c2-l2c1c2

c＝c0+c1+c2(式16)

可知，通过上述式15得到的反谐振频率fa1、fa2与通过式4得到的谐振器单体的反谐振频率(在图24c的曲线图中，显示为fa_res1、fa_res2)不同。此外，从式15推导的反谐振频率fa1变得比谐振器res1单体的反谐振频率fa_res1低，反谐振频率fa2变得比谐振器res2单体的反谐振频率fa_res2低。

进而，对在谐振器res1以及res2串联地连接了电容器的模型进行分析。

首先，设想在谐振器res2串联地连接了电容器cx的结构，也就是说，设想如下的电路(电路a)，即，对谐振器res1并联地连接了将谐振器res2和电容器cx串联地连接的电路。

(i)在谐振器res1的谐振频率frres1＜谐振器res2的谐振频率frres2的情况下，电路a的两个谐振频率frl(低频率侧)以及frh(高频率侧)为电路a的阻抗成为0的频率，因此通过解式17以及式18，从而用式19以及式20示出。

[数学式17]

[数学式18]

[数学式19]

[数学式20]

(ii)在谐振频率frres1＞谐振频率frres2的情况下，电路a的两个谐振频率frl(低频率侧)以及frh(高频率侧)为电路a的阻抗成为0的频率，因此通过解式21以及式22，从而可用式23以及式24示出。

[数学式21]

[数学式22]

[数学式23]

[数学式24]

(iii)此外，电路a的两个反谐振频率fal(低频率侧)以及fah(高频率侧)为电路a的导纳ya成为0的频率，因此通过解式25，从而可用式26示出。

[数学式25]

[数学式26]

a＝l1l2c1c2(c01c02+c01cx+c02cx)

b＝-c01c02(l1c1+l2c2)-c1c2(l1c01+l2c02+l1cx+l2cx)

-cx(l1c01c1+l1c02c1+l2c01c2+l2c02c2)

c＝c01cx+c01c02+c02cx+c02c1+c01c2+c1c2++c1cx+c2cx(式26)

[2.3滤波器10b的通过特性]

首先，对滤波器10b的串联臂电路11b的谐振特性进行说明。

图25是表示实施方式2涉及的滤波器10b(第一滤波器)的串联臂电路11b的阻抗特性的曲线图。在同图的上段示出了阻抗元件z1为电容器的情况下的谐振特性，在下段示出了阻抗元件z1为电感器的情况下的谐振特性。

另外，此时的滤波器10b(第一滤波器)的电路常数与在上述实施方式1中说明的实施例2的滤波器(第一滤波器)的电路常数相同。也就是说，没有阻抗元件z1的情况下的串联臂电路11b的特性与实施例2中的串联臂电路的特性相等。

如同图的上段所示，在阻抗元件z1为电容器的情况下，串联臂电路11b的谐振频率可用上述式23以及24表示，电容器的电容值变得越小，低频率侧的谐振频率(fr1)越向高频率侧偏移，高频率侧的谐振频率(fr2)不依赖于电容器的电容值，是恒定的。关于反谐振频率，像上述那样的式子的推导变得复杂，因此省略，但是电容器的电容值变得越小，低频率侧的反谐振频率(fa1)越向高频率侧稍微偏移，电容器的电容值变得越小，高频率侧的反谐振频率(fa2)越向高频率侧偏移。

因此，在该情况下，关于串联臂电路11b，电容器的电容值变得越小，低频率侧的相对带宽(bwr1)越显著地变小，低频率侧的相对带宽(bwr1)被定义为将低频率侧的反谐振频率(fa1)与低频率侧的谐振频率(fr1)的频率差(fa1-fr1)除以低频率侧的谐振频率(fr1)的值((fa1-fr1)/frl)(或其百分比)。此外，在该情况下，在串联臂电路11b中，电容器的电容值变得越小，高频率侧的相对带宽(bwr2)变得越大，高频率侧的相对带宽(bwr2)被定义为将高频率侧的反谐振频率(fa2)与高频率侧的谐振频率(fr2)的频率差(fa2-fr2)除以高频率侧的谐振频率(fr2)的值((fa2-fr2)/fr2)(或其百分比)。

在表6，关于阻抗元件z1为电容器的情况下的串联臂电路示出低频率侧的谐振频率(fr1)、低频率侧的反谐振频率(fa1)、低频率侧的相对带宽(bwr1)、高频率侧的谐振频率(fr2)、高频率侧的反谐振频率(fa2)、以及高频率侧的相对带宽(bwr2)。另外，虽然在图25中为了简单明了而省略了电容器的电容值为16pf的情况，但是在表6中对该情况下的数值也一并示出。此外，在表6的“电容值”栏的“-”的项目中，示出了没有电容器的情况，即，仅由谐振器构成的串联臂电路的数值。

[表6]

另一方面，如图25的下段所示，虽然关于阻抗元件z1为电感器的情况省略了上述那样的式子的推导，但是电感器的电感值变得越大，低频率侧的谐振频率(fr1)越向低频率侧大幅偏移，高频率侧的谐振频率(fr2)不依赖于电感器的电感值，是大致恒定的。此外，电感器的电感值变得越大，低频率侧的反谐振频率(fa1)越向低频率侧稍微偏移，电感器的电感值变得越大，高频率侧的反谐振频率(fa2)越向低频率侧偏移。

因此，在该情况下，关于串联臂电路11b，电感器的电感值变得越大，低频率侧的相对带宽(bwr1)越显著变大。此外，在该情况下，电感器的电感值变得越大，高频率侧的相对带宽(bwr2)变得越小。

在表7，关于阻抗元件z1为电感器的情况下的串联臂电路示出低频率侧的谐振频率(fr1)、低频率侧的反谐振频率(fa1)、低频率侧的相对带宽(bwr1)、高频率侧的谐振频率(fr2)、高频率侧的反谐振频率(fa2)、以及高频率侧的相对带宽(bwr2)。另外，虽然在图25中为了简单明了而省略了电感器的阻抗值为2nh的情况，但是在表7对该情况下的数值也一并示出。此外，在表7的“电感值”栏的“-”的项目中，示出没有电感器的情况，即，仅由谐振器构成的串联臂电路的数值。

[表7]

图26是表示实施方式2涉及的滤波器(第一滤波器)的滤波器特性以及阻抗特性的曲线图。在同图的上段示出了没有阻抗元件z1的情况、阻抗元件z1为电容值为8pf的电容器的情况、以及阻抗元件z1为电感值为4nh的电感器的情况下的通过特性(滤波器特性)，在下段示出了没有阻抗元件z1的情况、阻抗元件z1为电容值为8pf的电容器的情况、以及阻抗元件z1为电感值为4nh的电感器的情况下的串联臂电路11b和并联臂电路12(即，并联臂谐振器p1)的谐振特性(阻抗特性)。

另外，此时的滤波器10b(第一滤波器)的电路常数与在上述实施方式1中说明的实施例2的滤波器(第一滤波器)的电路常数相同。也就是说，没有阻抗元件z1的情况下的特性与实施例2的特性相等。

如上所述，根据阻抗元件z1的结构，串联臂电路11b的相对带宽变化，特别是，低频率侧的相对带宽显著地变化。由此，在滤波器10b中，能够调整通带高频侧的衰减斜率的陡峭性。具体地，在本实施方式中，如同图的下段所示，通过将串联臂电路11b的低频率侧的反谐振频率调整为给定的频率，从而调整通带宽度。另外，也可以将串联臂电路11b的低频率侧的谐振频率调整为给定的频率，在该情况下，可调整衰减带。也就是说，根据本实施方式涉及的滤波器10b，能够通过适当地选择阻抗元件来调整通带高频侧的衰减斜率的陡峭性，因此变得能够调整通带宽度或衰减带。

(实施方式2的变形例1)

图27是实施方式2的变形例1涉及的滤波器10c的电路结构图。同图所示的滤波器10c具备串联臂电路11c以及并联臂电路12，串联臂电路11c具备串联臂谐振器s1a、串联臂谐振器s1b、以及开关sw1。同图所示的滤波器10c与实施方式2涉及的滤波器10b相比较，作为结构，不同点仅在于，阻抗元件z1为电容器，还具有开关sw1。以下，以与实施方式2涉及的滤波器10b的不同点为中心对本变形例涉及的滤波器10c进行说明。

串联臂谐振器s1a(第一串联臂谐振器)是如下的弹性波谐振器，即，连接在输入输出端子110与输入输出端子120之间，在滤波器10c(第一滤波器)的通带内具有谐振频率。

串联臂谐振器s1b(第二串联臂谐振器)是如下的弹性波谐振器，即，与将串联臂谐振器s1a以及阻抗元件z1串联连接的电路并联连接，具有位于比滤波器10c的通带高频端靠高频率侧的谐振频率。

开关sw1是与串联臂谐振器s1b串联连接的第一开关。

将串联臂谐振器s1a以及阻抗元件z1串联连接的电路和将串联臂谐振器s1b以及开关sw1串联连接的电路并联连接。

像这样构成的滤波器10c按照来自rfic等的控制部(未图示)的控制信号对开关sw1的接通以及断开进行切换，由此能够对通带的频率以及衰减极的频率进行切换(使其可变)。

例如，控制部在使用band-a的环境下将开关sw1设为接通以及断开中的任一者，在使用band-b的环境下将开关sw1设为接通以及断开中的另一者。也就是说，关于开关sw1，在某个环境下选择接通以及断开中的任一者，在该环境下开关sw1的接通以及断开是固定(不变)的。

图28是关于实施方式2的变形例1涉及的滤波器10c的各种特性对开关sw1接通的情况和断开的情况进行比较而示出的曲线图。具体地，在同图的左列上段示出了相对于开关sw1的接通以及断开的滤波器10c的通过特性，在左列下段示出了相对于开关sw1的接通以及断开的串联臂电路11c以及并联臂电路12的谐振特性。此外，在同图的右列放大示出了左列所示的曲线图的通带及其附近的特性。

另外，此时的滤波器10c(第一滤波器)的电路常数与在上述实施方式1中说明的实施例2的滤波器(第一滤波器)的电路常数相同。此外，阻抗元件z1(在此为电容器)的电容值为8pf。

在图27所示的电路中，在将开关sw1设为导通(接通)状态的情况下，串联臂谐振器s1b相对于将串联臂谐振器s1a和阻抗元件z1串联地连接的电路并联连接，因此输入到滤波器10c的高频信号在串联臂谐振器s1a以及阻抗元件z1和串联臂谐振器s1b进行功率分配。因而，根据本变形例涉及的滤波器10c，能够通过串联臂谐振器s1a、s1b以及阻抗元件z1的合成特性来降低相当于滤波器20(第二滤波器)的通带的频带中的体波损耗，因此能够降低该频带中的反射损耗。

另一方面，在将开关sw1设为非导通(断开)状态的情况下，如图28所示，串联臂电路11c的低频率侧的反谐振频率向高频率侧偏移。关于此，因为该反谐振频率构成滤波器10c的通带高频侧的衰减极，所以能够根据开关sw1的接通以及断开的切换使通带高频端的频率以及通带高频侧的衰减极的频率可变。

根据具备这样的滤波器10c(第一滤波器)的多工器，通过将开关sw1设为接通，从而能够降低滤波器20(第二滤波器)的通带内的损耗。因此，在该多工器中，在选择了与滤波器20的通带对应的band(在此为b26rx)时(即，在选择了滤波器20时)，通过将滤波器10c的开关sw1设为接通，从而能够降低滤波器20的通带内的损耗并谋求高性能化。此外，根据本变形例，能够根据开关sw1的接通以及断开使滤波器10c(第一滤波器)的通带的频率以及衰减极的频率可变。因而，能够实现应对更多的频段的多工器。也就是说，根据本变形例，能够在谋求滤波器20(第二滤波器)的通带内的损耗的降低的同时使滤波器10c(第一滤波器)的通带的频率以及衰减带可变，因此能够实现应对更多的频段的低损耗的多工器。另外，关于这样的效果，即使在未设置阻抗元件z1的情况下也是同样的。因此，在滤波器10c中，也可以不设置阻抗元件z1。

(实施方式2的变形例2)

图29是实施方式2的变形例2涉及的滤波器10d的电路结构图。同图所示的滤波器10d具备串联臂电路11d以及并联臂电路12，串联臂电路11d具备串联臂谐振器s1a、串联臂谐振器s1b、阻抗元件z1、以及开关sw2。同图所示的滤波器10d与实施方式2涉及的滤波器10b相比较，作为结构，不同点仅在于，阻抗元件z1为电容器，还具有开关sw2。以下，以与实施方式2涉及的滤波器10b的不同点为中心对本变形例涉及的滤波器10d进行说明。

串联臂谐振器s1a(第一串联臂谐振器)是如下的弹性波谐振器，即，连接在输入输出端子110与输入输出端子120之间，在滤波器10d(第一滤波器)的通带内具有谐振频率。

串联臂谐振器s1b(第二串联臂谐振器)是如下的弹性波谐振器，即，与将串联臂谐振器s1a以及阻抗元件z1串联连接的电路并联连接，具有位于比滤波器10d的通带高频端靠高频率侧的谐振频率。

阻抗元件z1是与串联臂谐振器s1a串联连接的第一阻抗元件。

将串联臂谐振器s1a以及阻抗元件z1串联连接的电路和串联臂谐振器s1b并联连接。

开关sw2是与阻抗元件z1并联地连接的第二开关。

像这样构成的滤波器10d按照来自rfic等的控制部(未图示)的控制信号对开关sw2的接通以及断开进行切换，由此使通带的频率或衰减极的频率可变。

图30是表示实施方式2的变形例2涉及的滤波器10d的通过特性以及阻抗特性的曲线图。具体地，在同图的左列上段示出了相对于开关sw2的接通以及断开的滤波器10d的通过特性，在左列下段示出了相对于开关sw2的接通以及断开的串联臂电路11d以及并联臂电路12的谐振特性。此外，在同图的右列放大示出了左列所示的曲线图的通带及其附近的特性。

另外，此时的滤波器10d(第一滤波器)的电路常数与在上述实施方式1中说明的实施例2的滤波器(第一滤波器)的电路常数相同。此外，阻抗元件z1(在此为电容器)的电容值为8pf。

在图29所示的电路中，在将开关sw2设为接通状态的情况下，阻抗元件z1被开关sw2短路，因此成为与上述实施方式1的滤波器10相同的电路结构，图30所示的通过特性以及谐振特性也变得与图3所示的实施例2的特性相同。也就是说，在将开关sw2设为接通状态的情况下，能够通过串联臂谐振器s1a、s1b以及阻抗元件z1的合成特性来降低相当于滤波器20(第二滤波器)的通带的频带中的体波损耗，因此能够降低相当于滤波器20的通带的频带中的反射损耗。

另一方面，在将开关sw2设为断开状态的情况下，成为与实施方式2涉及的滤波器10b(阻抗元件z1为电容器)相同的电路结构，如图30所示，通过特性以及谐振特性也变得与图26所示的实施方式2的特性(z1：电容器)相同。也就是说，与开关sw2为接通状态的情况相比较，如图30的下段所示，串联臂电路11d的低频率侧的谐振频率向高频率侧偏移。关于此，因为该谐振频率构成滤波器10d的通带，所以能够根据开关sw2的接通以及断开的切换使通带高频端的频率可变。

此外，在该情况下，与实施方式2同样地，输入到滤波器10d的高频信号在串联臂谐振器s1a以及阻抗元件z1和串联臂谐振器s1b进行功率分配。因而，即使在该情况下，也能够通过基于串联臂谐振器s1a、s1b以及阻抗元件z1的合成特性的体波损耗的降低来降低相当于滤波器20的通带的频带中的反射损耗。

根据具备这样的滤波器10d(第一滤波器)的多工器，在开关sw2接通以及断开的任一情况下，均能够降低滤波器20(第二滤波器)的通带内的损耗。此外，能够根据开关sw2的接通以及断开的切换使滤波器10d(第一滤波器)的通带高频端的频率可变。也就是说，根据本变形例，能够在降低滤波器20(第二滤波器)的通带内的损耗的同时使滤波器10d(第一滤波器)的通带高频端的频率可变，因此能够实现应对更多的频段的低损耗的多工器。

(实施方式2的变形例3)

图31是实施方式2的变形例3涉及的滤波器10e的电路结构图。同图所示的滤波器10e具备串联臂电路11e以及并联臂电路12，串联臂电路11e具备串联臂谐振器s1a、串联臂谐振器s1b、阻抗元件z1、开关sw1以及sw2。同图所示的滤波器10e与实施方式2涉及的滤波器10b相比较，作为结构，不同点仅在于，阻抗元件z1为电容器，还具有开关sw1以及sw2。以下，以与实施方式2的不同点为中心对本变形例涉及的滤波器10e进行说明。

串联臂谐振器s1a(第一串联臂谐振器)是如下的弹性波谐振器，即，连接在输入输出端子110与输入输出端子120之间，在滤波器10e(第一滤波器)的通带内具有谐振频率。

串联臂谐振器s1b是与串联臂谐振器s1a连接的第二串联臂谐振器。

开关sw1是与串联臂谐振器s1b串联连接的第一开关。

开关sw2是与阻抗元件z1并联连接的第二开关。

将串联臂谐振器s1a以及阻抗元件z1串联连接的电路和将串联臂谐振器s1b以及开关sw1串联连接的电路并联连接。

图32是表示实施方式2的变形例3涉及的滤波器10e的通过特性以及阻抗特性的曲线图。具体地，在同图的左列上段示出了相对于开关sw1、sw2的接通以及断开的滤波器10e的通过特性，在左列下段示出了相对于开关sw1、sw2的接通以及断开的串联臂电路11e以及并联臂电路12的谐振特性。此外，在同图的右列放大示出了左列所示的曲线图的通带及其附近的特性。

另外，此时的滤波器10e(第一滤波器)的电路常数与在上述实施方式1中说明的实施例2的滤波器(第一滤波器)的电路常数相同。此外，阻抗元件z1(在此为电容器)的电容值为8pf。

在图31所示的电路中，在将开关sw1设为接通状态且将开关sw2设为接通状态的情况下，成为与实施方式1的实施例2涉及的滤波器10相同的电路结构。此外，在将开关sw1设为接通状态且将开关sw2设为断开状态的情况下，成为与实施方式2涉及的滤波器10b相同的电路结构。此外，在将开关sw1设为断开状态且将开关sw2设为接通状态的情况下，成为与比较例2涉及的滤波器相同的电路结构。即，在该情况下，成为在实施方式1涉及的滤波器10中未设置串联臂谐振器s1b的电路结构。此外，在将开关sw1设为断开状态且将开关sw2设为断开状态的情况下，成为与在实施方式2的变形例1涉及的滤波器10c中将开关sw1设为断开状态的情况相同的电路结构。也就是说，通过开关sw1以及开关sw2的接通状态以及断开状态的切换，能够使通带高频端的频率以及通带高频侧的衰减极的频率可变。此外，在将开关sw1设为导通(接通)状态的情况下，输入到滤波器10e的高频信号至少在串联臂谐振器s1a和串联臂谐振器s1b进行功率分配。因而，在该情况下，能够降低相当于滤波器20(第二滤波器)的通带的频带中的体波损耗，因此能够降低该频带中的反射损耗。

根据具备这样的滤波器10e(第一滤波器)的多工器，能够通过开关sw1以及开关sw2的接通以及断开的切换，在降低滤波器20(第二滤波器)的通带内的损耗的同时使滤波器10e(第一滤波器)的通带高频端的频率以及通带高频侧的衰减极的频率可变，因此能够实现应对更多的频段的低损耗的多工器。

(实施方式3)

在实施方式1、实施方式2中，第一滤波器的并联臂电路仅由一个并联臂谐振器构成，但是在本实施方式中，对具有附加了上述并联臂谐振器以外的电路元件的并联臂电路的第一滤波器进行说明。

[3.1滤波器(第一滤波器)的结构]

图33是实施方式3涉及的滤波器10f的电路结构图。同图所示的滤波器10f具备串联臂电路11f以及并联臂电路12f。串联臂电路11f具备串联臂谐振器s1a、串联臂谐振器s1b、以及开关sw1。并联臂电路12f具备并联臂谐振器p1a、第一频率可变电路12ta、并联臂谐振器p1b、以及第二频率可变电路12tb。同图所示的滤波器10f与实施方式1涉及的滤波器10相比较，串联臂电路11f以及并联臂电路12f的电路结构不同。以下，以与实施方式1涉及的滤波器10的不同点为中心对本实施方式涉及的滤波器10f进行说明。

串联臂谐振器s1a(第一串联臂谐振器)是如下的弹性波谐振器，即，连接在输入输出端子110与输入输出端子120之间，在滤波器10f(第一滤波器)的通带内具有谐振频率。

串联臂谐振器s1b(第二串联臂谐振器)是具有位于比滤波器10f的通带高频端靠高频率侧的谐振频率的弹性波谐振器。

开关sw1是与串联臂谐振器s1b串联连接的第一开关。

串联臂谐振器s1a和将串联臂谐振器s1b以及开关sw1串联连接的电路并联连接。

并联臂谐振器p1a是连接在串联臂上的节点与接地之间的第一并联臂谐振器。并联臂谐振器p1a具有位于比滤波器10f(第一滤波器)的通带低频端的频率靠低频率侧的谐振频率，相当于实施方式1涉及的滤波器10的并联臂谐振器p1。

第一频率可变电路12ta与并联臂谐振器p1a连接，在本实施方式中，具备与并联臂谐振器p1a(第一并联臂谐振器)串联连接的电容器c3(第二阻抗元件)和与电容器c3并联连接的开关sw3(第三开关)。第一频率可变电路12ta能够通过开关sw3的接通以及断开的切换使并联臂电路12f的谐振频率以及反谐振频率中的至少一者可变。

并联臂谐振器p1b是连接在串联臂上的上述节点与接地之间的第二并联臂谐振器。也就是说，并联臂谐振器p1a以及并联臂谐振器p1b连接在串联臂上的同一节点。并联臂谐振器p1b具有位于比并联臂谐振器p1a的谐振频率靠高频率侧的谐振频率，例如，具有位于比并联臂谐振器p1a的谐振频率靠高频率侧的谐振频率。

第二频率可变电路12tb与并联臂谐振器p1b连接，在本实施方式中，具备与并联臂谐振器p1b(第二并联臂谐振器)串联连接的电容器c4(第三阻抗元件)和与电容器c4并联连接的开关sw4(第四开关)。第二频率可变电路12tb能够通过开关sw4的接通以及断开的切换使并联臂电路12f的谐振频率以及反谐振频率中的至少一者可变。

在此，将并联臂谐振器p1a和第一频率可变电路12ta串联地连接的电路、以及将并联臂谐振器p1b和第二频率可变电路12tb串联地连接的电路并联地连接。

另外，虽然在本实施方式中作为与并联臂谐振器p1a(第一并联臂谐振器)串联连接的第二阻抗元件，以电容器c3为例进行了说明，但是第二阻抗元件并不限于此，例如也可以是电感器。

在此，在本实施方式中，第一频率可变电路12ta连接在并联臂谐振器p1a与接地之间，第二频率可变电路12tb连接在并联臂谐振器p1b与接地之间。也就是说，并联臂谐振器p1a、p1b连接在串联臂侧，电容器c3、c4以及开关sw3、sw4连接在接地侧。但是，该连接顺序没有特别限定，也可以相反。但是，若使连接顺序相反，滤波器10f的通带内的损耗变差。此外，在并联臂谐振器p1a、p1b与其它弹性波谐振器一同形成在谐振器用的芯片(封装件)的情况下，由于该芯片的端子数的增加，会导致芯片尺寸的大型化。因此，从滤波器特性以及小型化的观点出发，优选以本实施方式的连接顺序进行连接。

[3.2谐振分析(两个谐振器并联连接)]

在实施方式1中，关于在谐振器res1以及res2串联连接了电容器(频率可变电路)的模型，设想将谐振器res1和谐振器res2以及电容器cx的串联电路并联连接的电路(电路a)而进行了分析。以下，设想在谐振器res2串联连接电容器cx并在谐振器res1串联连接了电容器cy的结构，也就是说，设想将谐振器res1以及电容器cy的串联电路和谐振器res2以及电容器cx的串联电路并联连接的电路(电路b)而进行分析。

(iv)在谐振频率frres1＜谐振频率frres2的情况下，电路b的两个谐振频率frl(低频率侧)以及frh(高频率侧)为电路b的阻抗成为0的频率，因此通过解式27以及式28，从而可用式29以及式30示出。

[数学式27]

[数学式28]

[数学式29]

[数学式30]

(v)在谐振频率frres1＞谐振频率frres2的情况下，电路b的两个谐振频率frl(低频率侧)以及frh(高频率侧)为电路b的阻抗成为0的频率，因此通过解式31以及式32，从而可用式33以及式34示出。

[数学式31]

[数学式32]

[数学式33]

[数学式34]

(vi)此外，电路b的两个反谐振频率fal(低频率侧)以及fah(高频率侧)为电路b的导纳ya成为0的频率，因此通过解式35，从而可用式36示出。

[数学式35]

[数学式36]

a＝l1l2c01c02c1c2(cy+c2)+l1l2c1c2cxcy(c01+c02)

b＝cxcy(l1c01c1+l2c02c2+l2c01c2+l1c02c1)

+c01c02(l1c1cy+l2c2cx+l2c2cy+l1c1cx)

+c1c2(l1c01cy+l2c02cx+l2cxcy+l2c02cy+l1cxcy+l1c01cx)

c＝cxcy(l2c01c2+l1c02ct)+c01c02(l2c2cy+l1c1cx)

+c1c2(l2cxcy+l2c02cy+l1cxcy+l1cc1cx)(式36)

[3.3滤波器10f的通过特性]

图34a～图34c是示出实施方式3涉及的滤波器10f(第一滤波器)的各种特性的曲线图，图34a是示出开关sw1、sw3、sw4均成为接通或断开时的滤波器10f的特性的曲线图。具体地，在同图的上段示出了相对于开关sw1的接通以及断开的串联臂电路11f的阻抗特性，在同图的下段示出了相对于开关sw3、sw4的接通以及断开的并联臂电路12f的阻抗特性，在同图的中段示出了相对于开关sw1、sw3、sw4的接通以及断开的滤波器特性。图34b是示出关于串联臂电路11f的阻抗特性的曲线图。具体地，在同图示出了构成串联臂电路11f的串联臂谐振器s1a、s1b单体的阻抗特性、以及相对于开关sw1的接通以及断开的串联臂电路11f的阻抗特性。图34c是示出关于并联臂电路12f的阻抗特性的曲线图。具体地，在同图的上段示出了关于开关sw3、sw4接通的情况下的并联臂电路12f的阻抗特性，在同图的下段示出了关于开关sw3、sw4断开的情况下的并联臂电路12f的阻抗特性。

如图34b所示，在串联臂电路11f中，根据开关sw1的接通以及断开的切换，谐振频率以及反谐振频率的个数改变，并且构成滤波器10f的通带高频侧的衰减极的反谐振频率可变。

具体地，在将开关sw1设为导通(接通)状态的情况下，串联臂谐振器s1b相对于串联臂谐振器s1a并联连接，因此串联臂电路11f示出串联臂谐振器s1a和串联臂谐振器s1b的合成阻抗特性，具有两个谐振频率和两个反谐振频率。

另一方面，在将开关sw1设为非导通(断开)状态的情况下，串联臂电路11f示出与串联臂谐振器s1a等同的特性。

因此，若开关sw1从接通切换为断开，则低频率侧的反谐振频率向高频率侧可变。

此外，如图34c所示，在并联臂电路12f中，根据开关sw3、sw4的接通以及断开的切换，低频率侧的谐振频率以及高频率侧的谐振频率可变。

具体地，在将开关sw3、sw4中的任一者均设为导通(接通)状态的情况下，并联臂电路12f成为将并联臂谐振器p1a以及并联臂谐振器p1b并联连接的电路结构。因此，并联臂电路12f的谐振频率与并联臂谐振器p1a的谐振频率以及并联臂谐振器p1b的谐振频率分别相等，并联臂电路12f的反谐振频率变得比并联臂谐振器p1a的反谐振频率以及并联臂谐振器p1b的反谐振频率中的每一个低。

另一方面，在将开关sw3、sw4设为非导通(断开)状态的情况下，并联臂电路12f成为在并联臂谐振器p1a串联连接电容器c3并在并联臂谐振器p1b串联连接了电容器c4的结构，也就是说，成为将并联臂谐振器p1a以及电容器c3的串联电路和并联臂谐振器p1b以及电容器c4的串联电路并联连接的电路。因而，在该情况下，并联臂电路12f的谐振频率可用上述式33以及式34表示，电容器的电容值变得越小，越向高频率侧偏移。

也就是说，在开关sw3、sw4均接通的情况下，通过并联臂谐振器p1a以及并联臂谐振器p1b的合成特性，谐振频率以及反谐振频率分别出现两个。此外，在开关sw3、sw4均断开的情况下，在并联臂谐振器p1a以及电容器c3侧的阻抗特性中，谐振频率向高频率侧偏移，在并联臂谐振器p1b以及电容器c4侧的阻抗特性中，谐振频率也向高频率侧偏移。因而，在并联臂电路12f中，通过并联臂谐振器p1a以及电容器c3和并联臂谐振器p1b以及电容器c4的合成特性，谐振频率以及反谐振频率分别出现两个，并且与开关sw3、sw4均接通的情况相比，低频率侧的谐振频率也向高频率侧偏移。

因此，如图34a所示，通过对开关sw1、sw3、sw4的接通以及断开均进行切换，从而能够使通带低频端的频率、通带低频侧的衰减极、通带高频端的频率、以及通带高频侧的衰减极中的任一者均可变。

另外，开关sw1、sw3、sw4的接通以及断开也可以独立地进行切换。

图35是示出对实施方式3涉及的滤波器10f的开关sw1、sw3、sw4的接通以及断开独立地进行了切换的情况下的滤波器特性的变化的曲线图。具体地，在同图的上段示出了使开关sw1接通并对开关sw3、sw4的接通以及断开独立地进行了切换的情况下的滤波器特性，在同图的下段示出了使开关sw1断开并对开关sw3、sw4的接通以及断开独立地进行了切换的情况下的滤波器特性。

如同图所示，滤波器10f通过适当地切换开关sw1、sw3、sw4的接通以及断开，从而能够使通带低频端的频率、通带低频侧的衰减极、通带高频端的频率、以及通带高频侧的衰减极等可变。也就是说，关于衰减带以及通带等，变得能够进行带宽的可变或中心频率的可变等各种各样的频率可变。因而，能够构成与所要求的频率规格匹配的滤波器特性。

具体地，能够根据开关sw3(第三开关)的接通以及断开的切换，对并联臂电路12f的低频率侧的谐振频率和低频率侧的反谐振频率均进行切换，因此，能够在降低通带低频端的损耗的同时切换通带低频侧的衰减极的频率。进而，能够根据开关sw4(第四开关)的接通以及断开的切换，对并联臂电路12f的高频率侧的谐振频率和低频率侧的反谐振频率均进行切换，因此能够在降低通带高频端的损耗的同时切换通带高频侧的衰减极的频率。

(实施方式3的变形例)

此外，并联臂电路12f的结构并不限于上述结构，例如，也可以是如下的结构。

例如，并联臂电路也可以仅由并联臂谐振器p1a以及并联臂谐振器p1b构成。也就是说，并联臂电路具备连接在串联臂上的节点与接地之间的并联臂谐振器p1a(第一并联臂谐振器)和与并联臂谐振器p1a并联连接的并联臂谐振器p1b(第二并联臂谐振器)，并联臂谐振器p1b的谐振频率比并联臂谐振器p1a的谐振频率高。

根据这样的并联臂电路，与并联臂谐振器p1a单体的反谐振频率和谐振频率的频率差相比，能够使并联臂电路的最低频率侧的反谐振频率与最低频率侧的谐振频率的频率差变窄，并且在最低频率侧的反谐振频率的高频率侧出现新的谐振频率。因而，滤波器10f的通带两侧的陡峭性提高。

此外，例如，并联臂电路也可以仅由并联臂谐振器p1a以及电容器c3(第二阻抗元件)构成。也就是说，并联臂电路具备连接在串联臂上的节点与接地之间的并联臂谐振器p1a(第一并联臂谐振器)和与并联臂谐振器p1a串联连接的电容器c3，并联臂谐振器p1a的谐振频率比滤波器10f的通带低频端的频率低。

根据这样的并联臂电路，通过适当地选择电容器c3(第二阻抗元件)，从而能够调整并联臂电路的反谐振频率与谐振频率的频率差，因此能够调整通带低频侧的衰减斜率的陡峭性。因而，能够适当地设定通带宽度或通带低频侧的衰减极的频率。

此外，例如，也可以是，并联臂电路除了上述并联臂谐振器p1a以及电容器c3(第二阻抗元件)以外还具有开关sw3(第三开关)。也就是说，并联臂电路还具备与电容器c3(第二阻抗元件)并联连接的开关sw3，并联臂谐振器p1a以及电容器c3构成使并联臂电路的谐振频率以及反谐振频率中的至少一者可变的第一频率可变电路。

据此，能够根据开关sw3的接通以及断开的切换对并联臂电路的谐振频率进行切换(使其可变)，因此能够切换滤波器(第一滤波器)的衰减极的频率。

此外，例如，也可以是，并联臂电路除了上述并联臂谐振器p1a、电容器c3(第二阻抗元件)以及开关sw3(第三开关)以外，还具备连接在串联臂上的节点与接地之间的并联臂谐振器p1b(第二并联臂谐振器)。在此，并联臂谐振器p1b和将并联臂谐振器p1a以及第一频率可变电路12ta串联连接的电路并联连接，并联臂谐振器p1b的谐振频率比并联臂谐振器p1a的谐振频率高。

据此，能够根据开关sw3的接通以及断开的切换，对并联臂电路的最低频率侧的谐振频率以及最低频率侧的反谐振频率均进行切换(使其可变)。因而，关于滤波器(第一滤波器)，能够对通带低频侧的衰减极的频率、以及通带低频端的频率这两者进行切换(使其可变)，因此能够在降低滤波器(第一滤波器)的通带低频端的损耗的同时切换通带低频侧的衰减极的频率。

此外，例如，也可以是，并联臂电路除了上述并联臂谐振器p1a、电容器c3(第二阻抗元件)以及开关sw3(第三开关)以外，还具备连接在串联臂上的节点与接地之间的并联臂谐振器p1b(第二并联臂谐振器)和与并联臂谐振器p1b串联连接的开关sw4(第四开关)。在此，将并联臂谐振器p1b以及开关sw4串联连接的电路与将并联臂谐振器p1a以及第一频率可变电路12ta串联连接的电路并联连接，并联臂谐振器p1b的谐振频率比并联臂谐振器p1a的谐振频率高。

据此，通过根据开关sw4的接通以及断开的切换对并联臂电路的高频率侧的谐振频率以及反谐振频率的个数进行切换，从而对滤波器(第一滤波器)的通带高频侧的衰减极的个数进行切换。此外，通过根据开关sw3的接通以及断开的切换对并联臂电路的最低频率侧的谐振频率以及最低频率侧的反谐振频率均进行切换，从而能够对滤波器(第一滤波器)的通带低频端的频率以及通带低频侧的衰减极的频率进行切换。因而，能够切换滤波器(第一滤波器)的通带低频端的频率以及通带低频侧的衰减极的频率。

此外，例如，并联臂电路也可以仅由上述并联臂谐振器p1a、p1b以及开关sw4(第四开关)构成。也就是说，并联臂电路具备连接在串联臂上的节点与接地之间的并联臂谐振器p1a(第一并联臂谐振器)、连接在该节点与接地之间的并联臂谐振器p1b(第二并联臂谐振器)、以及与并联臂谐振器p1b串联连接的开关sw4(第四开关)。在此，并联臂谐振器p1a的谐振频率比滤波器(第一滤波器)的通带低频端的频率低，并联臂谐振器p1b的谐振频率比并联臂谐振器p1a的谐振频率高。

据此，通过根据开关sw4的接通以及断开的切换对并联臂电路的高频率侧的谐振频率以及反谐振频率的个数进行切换，从而对滤波器(第一滤波器)的通带高频侧的衰减极的个数进行切换。因而，能够切换滤波器(第一滤波器)的通带高频侧的衰减极的频率个数。

此外，也可以进一步具备与开关sw4(第四开关)并联连接的电容器c4(第三阻抗元件)。在此，开关sw4(第四开关)以及电容器c4构成使并联臂电路的谐振频率以及反谐振频率中的至少一者可变的第二频率可变电路12tb。

据此，能够根据开关sw4的接通以及断开的切换对并联臂电路的高频率侧的谐振频率以及低频率侧的反谐振频率进行切换。因而，能够对滤波器(第一滤波器)的通带高频侧的衰减极的频率、以及通带高频端的频率这两者进行切换，因此能够在降低通带高频端的损耗的同时切换通带高频侧的衰减极的频率。

(实施方式4)

在实施方式2中说明的滤波器的结构也可以应用于包含多个串联臂电路以及多个并联臂电路的滤波器。因此，在本实施方式中，对具备这样的滤波器的多工器进行说明。

[4.1结构]

图36a是实施方式4涉及的多工器1g的电路框图。另外，在同图中，关于滤波器10g，还示出了电路结构。

在同图所示的多工器1g中，作为滤波器10g(第一滤波器)而具备由多个串联臂电路(在本实施例中为四个串联臂电路210s、220s、230s、240s)、以及一个以上的并联臂电路(在本实施例中为三个并联臂电路210p、220p、230p)构成的梯型的滤波器电路。具体地，滤波器10g是如下的频率可变型的带通滤波器，即，具有串联臂谐振器s1a、s1b、s2、s3、s4a、s4b，还具有并联臂谐振器p1、p2、p3和开关sw11、sw12、sw41、sw42以及电容器c1、c4，并将多个频段作为通带。另外，串联臂电路以及并联臂电路的数目并不限定于上述的数目。

在此，在串联臂电路210s、220s、230s、240s之中，设置在最靠近输入输出端子110处的串联臂电路210s、以及设置在最靠近输入输出端子120处的串联臂电路240s相当于上述实施方式2的变形例3所示的串联臂电路11e。因而，开关sw11、sw41相当于串联臂电路11e的开关sw1，开关sw12、sw42相当于串联臂电路11e的开关sw2，电容器c1、c4相当于串联臂电路11e的阻抗元件z1。此外，并联臂电路210p、220p、230p相当于实施方式1、实施方式2涉及的滤波器的并联臂电路12。因此，并联臂谐振器p1、p2、p3相当于并联臂电路12的并联臂谐振器p1。也就是说，在滤波器10g中，在最靠近输入输出端子110处设置有相当于实施方式2的变形例3涉及的滤波器10e的结构，在最靠近输入输出端子120处设置有相当于实施方式2的变形例3涉及的滤波器10e的结构。

另外，滤波器10g的结构并不限于此。例如，只要多个串联臂电路中的至少一个相当于上述实施方式1～实施方式3中的任一者的串联臂电路即可，可以是仅设置在最靠近一个输入输出端子处的串联臂电路相当于实施方式1～实施方式3中的任一者的串联臂电路，也可以是与设置在最靠近该一个输入输出端子处的串联臂电路不同的串联臂电路也相当于实施方式1～实施方式3中的任一者的串联臂电路。

此外，也可以设置有对输入输出端子(输入输出端子110或输入输出端子120)和设置在最靠近该输入输出端子处的串联臂电路的路径上的节点与接地进行连接的并联臂电路。进而，该并联臂电路也可以具有频率可变电路。

像这样构成的多工器1g具备包含实施方式1～实施方式3中的任一者的滤波器的结构的滤波器10g，因此能够降低与滤波器10g相比通带相对高的滤波器20的通带内的损耗。

[4.2构造]

图36b是说明实施方式4涉及的滤波器10g的构造的俯视图。

如同图所示，在本实施例中，多个谐振器(串联臂谐振器s1a、s1b、s2、s3、s4a、s4b以及并联臂谐振器p1～p3)由一个谐振器用的封装件41(芯片)构成，其它元件(开关sw11、sw12、sw41、sw42和电容器c1、c4)由与谐振器用的封装件41不同的封装件42a、42b构成，这些封装件41、42a以及42b搭载在布线基板43上。也就是说，谐振器和开关形成在不同的封装件。

封装件41、42a以及42b在底面具有用于将该封装件41、42a以及42b安装到布线基板43的表面电极(图36b中的圆圈标记，也称为“连接盘”或“焊盘”)。另外，在图36b中，为了简单明了，示意性地示出了构成在各封装件的电路元件以及布线，透过封装件41、42a以及42b的内部而图示了其底面的表面电极。

此外，布线基板43具有构成输入输出端子110以及输入输出端子120各自的外部连接电极(图36b中的圆圈标记)。该外部连接电极例如是用于将布线基板43安装到母基板等的表面电极、对布线基板43和其它电子部件进行连接的连接器、或者在布线基板43上搭载有其它电子部件的情况下对该其它电子部件和封装件42a或封装件42b进行连接的图案布线的一部分。

根据同图可明确，在封装件42a中，在将开关sw11和开关sw12的一个端子彼此公共化之后作为封装件42a的公共端子421，并与输入输出端子110连接。此外，开关sw11的另一个端子与封装件42a的第二端子423连接。进而，开关sw12的另一个端子与封装件42a的第一端子422连接。另外，电容器c1与开关sw12并联连接。

在封装件42b中，在将开关sw41和开关sw42的一个端子彼此公共化之后作为封装件42b的公共端子426，并与输入输出端子120连接。此外，开关sw42的另一个端子与封装件42b的第二端子428连接。进而，开关sw41的另一个端子与封装件42b的第一端子427连接。另外，电容器c4与开关sw42并联连接。

在谐振器用的封装件41中，在封装件41的第一端子411与节点n1之间连接串联臂谐振器s1a，在封装件41的第二端子412与节点n1之间连接串联臂谐振器s1b。此外，在封装件41的节点n1与节点n2之间连接串联臂电路220s(串联臂谐振器s2)，在节点n2与节点n3之间连接串联臂电路230s(串联臂谐振器s3)。此外，在封装件41的第三端子413与节点n3之间连接串联臂谐振器s4b，在封装件41的第四端子414与节点n3之间连接串联臂谐振器s4a。此外，在封装件41的节点n1与接地端子之间连接并联臂电路210p(并联臂谐振器p1)，在节点n2与接地端子之间连接并联臂电路220p(并联臂谐振器p2)，在节点n3与接地端子之间连接并联臂电路230p(并联臂谐振器p3)。

布线基板43对封装件42a的第一端子422和封装件41的第一端子411进行连接，对封装件42a的第二端子423和封装件41的第二端子412进行连接，对封装件42b的第一端子427和封装件41的第三端子413进行连接，对封装件42b的第二端子428和封装件41的第四端子414进行连接。

像这样，在设置于串联臂的开关的一个端子与输入输出端子110、120中的一者连接的情况下，在分为包含开关的封装件42a以及42b和包含谐振器组的封装件41的情况下，开关处于比谐振器组靠近输入输出端子中的一者的位置，因此能够削减谐振器用的封装件41和开关用的封装件42a以及42b的端子数，可谋求滤波器10g的小型化。

另外，在图36a所示的电路结构中，至少一个并联臂谐振器p1～p3可以与谐振器用的封装件独立地设置，开关sw11、sw12、sw41、sw42和电容器c1、c4也可以通过与上述不同的组合进行封装件化。

(实施方式5)

在以上的实施方式1～实施方式4中说明的滤波器以及多工器还能够应用于应对使用频段数多的系统的高频前端电路。因此，在本实施方式中，对这样的高频前端电路以及通信装置进行说明。

图37是实施方式5涉及的通信装置300的结构图。

如同图所示，通信装置300具备由多个开关构成的开关组310、由多个滤波器构成的滤波器组320、匹配电路330、接收侧开关341、342以及343、接收放大电路351以及352、rf信号处理电路(rfic)、和基带信号处理电路(bbic)。

开关组310按照来自控制部(未图示)的控制信号将天线元件(ant)和对应于给定的频段的信号路径连接，例如是由多个spst型的开关构成的spnt型的开关，可导通一个以上的开关。另外，与天线元件(ant)连接的信号路径并不限于一个，也可以是多个。也就是说，通信装置300也可以应对载波聚合。另外，虽然天线元件(ant)内置于通信装置300，但是也可以与通信装置300独立地设置。

滤波器组320例如由在通带具有以下的频带的多个滤波器(包括双工器)构成。具体地，该通带为(i)band29或band12或band67或band13或band14的接收频带、(ii)band28的接收频带、(iii)band20的接收频带、(iv)band27的接收频带、(v)band26的接收频带、(vi)band8的接收频带。

匹配电路330例如由电感器以及电容器构成，是在同时选择了上述的(i)～(vi)的滤波器中的两个以上的滤波器的情况下(应对载波聚合)选择的匹配电路。

接收侧开关341是具有与低频段侧的多个接收侧信号路径连接的多个选择端子和与接收放大电路351连接的公共端子的开关电路。接收侧开关342是具有与给定的频段(在此为band20)的接收侧信号路径连接的公共端子和与接收侧开关341的选择端子以及接收侧开关343的选择端子连接的两个选择端子的开关电路。接收侧开关343是具有与高频段侧的多个接收侧信号路径连接的多个选择端子和与接收放大电路352连接的公共端子的开关电路。这些接收侧开关341～343设置在滤波器组320的后级(在此为接收侧信号路径中的后级)，按照来自控制部(未图示)的控制信号对连接状态进行切换。由此，输入到天线元件(ant)的高频信号(在此为高频接收信号)经由滤波器组320的给定的滤波器在接收放大电路351以及352中被放大，并输出到rf信号处理电路(rfic)。另外，也可以独立地设置与低频段对应的rf信号处理电路(rfic)和与高频段对应的rf信号处理电路(rfic)。

接收放大电路351是对低频段的高频接收信号进行功率放大的低噪声放大器，接收放大电路352是对高频段的高频接收信号进行功率放大的低噪声放大器。

rf信号处理电路(rfic)是对由天线元件(ant)收发的高频信号进行处理的电路。具体地，rf信号处理电路(rfic)通过下变频等对从天线元件(ant)经由接收侧信号路径输入的高频信号(在此为高频接收信号)进行信号处理，并向基带信号处理电路(bbic)输出进行该信号处理而生成的接收信号。此外，rf信号处理电路(rfic)通过上变频等对从基带信号处理电路(bbic)输入的发送信号进行信号处理，并将进行该信号处理而生成的高频信号(在此为高频发送信号)输出到发送侧信号路径。

像这样构成的通信装置300作为在通带具有上述(i)～(vi)的接收频带的滤波器中的至少一个而具备实施方式1～实施方式3中的任一者涉及的滤波器。也就是说，该滤波器按照控制信号来切换通带。

另外，通信装置300中的开关组310、滤波器组320、匹配电路330、接收侧开关341～343、接收放大电路351以及352、和上述控制部构成高频前端电路。

在此，虽然在图37未图示，但是上述控制部也可以由rf信号处理电路(rfic)具有，也可以与控制部控制的各开关一同构成开关ic。

根据像以上那样构成的高频前端电路以及通信装置300，通过具备上述实施方式1～实施方式4涉及的多工器中的任一者或该多工器的第一滤波器，从而能够提供能够降低通带相对高(即，在比第一滤波器靠高频率侧具有通带)的第二滤波器的通带内的损耗的高频前端电路以及通信装置。

此外，根据本实施方式涉及的高频前端电路，具备设置在滤波器组320(多个高频滤波器电路)的前级或后级的接收侧开关341～343(开关电路)。由此，能够将传递高频信号的信号路径的一部分公共化。因而，例如，能够将与多个高频滤波器电路对应的接收放大电路351以及352(放大电路)公共化。因此，高频前端电路的小型化以及低成本化成为可能。

另外，接收侧开关341～343只要设置有至少一个即可。此外，接收侧开关341～343的个数并不限于上述说明的个数，例如，也可以设置有一个接收侧开关。此外，接收侧开关的选择端子等的个数也不限于本实施方式，可以分别为两个。

此外，也可以是如下的高频前端电路以及通信装置，即，不是像实施方式涉及的通信装置300那样仅由接收侧信号路径构成，而是仅具有发送侧信号路径，或者具有接收侧信号路径以及发送侧信号路径这两者。

(其它实施方式等)

以上，列举实施方式1～实施方式5以及变形例对本发明的实施方式涉及的多工器、高频前端电路、以及通信装置进行了说明，但是本发明的多工器、高频前端电路、以及通信装置并不限定于上述实施方式以及变形例。将上述实施方式以及变形例中的任意的构成要素进行组合而实现的其它实施方式、在不脱离本发明的主旨的范围内对上述实施方式实施本领域技术人员想到的各种变形而得到的变形例、内置了本公开的滤波器装置、多工器、高频前端电路、以及通信装置的各种设备也包含于本发明。

此外，在上述实施方式1～实施方式5及其变形例涉及的滤波器中，构成弹性波滤波器的情况下的具有压电性的基板101也可以是依次层叠了高声速支承基板、低声速膜、以及压电膜的层叠构造。压电膜例如由50°y切割x传播litao3压电单晶或压电陶瓷(是通过将以x轴为中心轴而从y轴旋转了50°的轴作为法线的面进行了切断的钽酸锂单晶或陶瓷，且是弹性波在x轴方向上传播的单晶或陶瓷)构成。关于压电膜，例如，在将由idt电极的电极指间距决定的波长设为λ时，厚度为3.5λ以下。高声速支承基板是对低声速膜、压电膜以及电极膜进行支承的基板。高声速支承基板还是高声速支承基板中的体波的声速与在压电膜传播的表面波、边界波等弹性波相比成为高速的基板，发挥功能，使得将弹性波封闭在层叠有压电膜以及低声速膜的部分，不会泄漏到比高声速支承基板靠下方。高声速支承基板例如为硅基板，厚度例如为120μm。低声速膜是低声速膜中的体波的声速与在压电膜传播的弹性波相比成为低速的膜，配置在压电膜与高声速支承基板之间。通过该构造和弹性波在本质上能量集中于低声速的介质这样的性质，可降低弹性波能量向idt电极外的泄漏。低声速膜例如是以二氧化硅为主成分的膜，厚度例如为670nm。根据该层叠构造，与以单层使用具有压电性的基板101的构造相比较，能够大幅提高谐振频率以及反谐振频率处的q值。即，能够构成q值高的弹性波谐振器，因此能够使用该弹性波谐振器构成插入损耗小的滤波器。

另外，高声速支承基板也可以具有层叠了支承基板和高声速膜的构造，高声速膜传播的体波的声速与在压电膜传播的表面波、边界波等弹性波相比成为高速。在该情况下，支承基板能够使用蓝宝石、钽酸锂、铌酸锂、石英等压电体、矾土、氧化镁、氮化硅、氮化铝、碳化硅、氧化锆、堇青石、多铝红柱石、块滑石、镁橄榄石等各种陶瓷、玻璃等电介质或硅、氮化镓等半导体以及树脂基板等。此外，高声速膜能够使用氮化铝、氧化铝、碳化硅、氮化硅、氮氧化硅、dlc膜或金刚石、以上述材料为主成分的介质、以上述材料的混合物为主成分的介质等各种各样的高声速材料。

此外，开关sw1～sw4、sw11、sw12、sw41、sw42例如为spst(singlepolesinglethrow，单刀单掷)型的开关元件。开关sw1～sw4、sw11、sw12、sw41、sw42通过来自控制部的控制信号对接通以及断开进行切换，由此将该各自的连接节点设为导通或非导通。

关于开关sw1～sw4、sw11、sw12、sw41、sw42，例如，可列举由gaas或cmos(complementarymetaloxidesemiconductor，互补金属氧化物半导体)构成的fet(fieldeffecttransistor，场效应晶体管)开关、或二极管开关。由此，能够通过一个fet开关或二极管开关构成开关sw1～sw4中的每一个，因此能够将滤波器小型化。

此外，在上述实施方式1～实施方式5及其变形例涉及的多工器、高频前端电路、以及通信装置中，也可以进一步在各输入输出端子以及公共端子之间连接有电感元件、电容元件。进而，也可以具有基于对各电路元件进行连接的布线的电感分量。

产业上的可利用性

本发明作为能够应用于同时或排他地使用靠近的多个频段的多频段以及多模式系统的小型的滤波器装置、多工器、高频前端电路、以及通信装置，能够广泛地利用于便携式电话等通信设备。

附图标记说明

1、1a、1g：多工器；

10、10a～10g：滤波器(第一滤波器)；

11、11b～11f、110s、120s、210s、220s、230s、240s：串联臂电路；

12、12f、110p、120p、130p、210p、220p、230p：并联臂电路；

12ta：第一频率可变电路；

12tb：第二频率可变电路；

20：滤波器(第二滤波器)；

30：分岔电路；

40：匹配用电感器；

41、42a、42b：封装件；

43：布线基板；

101：基板；

103：保护层；

104：保护层；

110：输入输出端子(第一输入输出端子)；

110a、110b：独立端子；

110c：公共端子；

120：输入输出端子(第二输入输出端子)；

121：idt电极；

121a：梳形电极；

121f：电极指；

122：ksaw调整膜；

211～215：金属膜；

300：通信装置；

310：开关组；

320：滤波器组；

330：匹配电路；

341～343：接收侧开关；

351、352：接收放大电路；

c1、c3、c4：电容器；

li：电感器；

n1～n3：节点；

p1、p1a、p1b、p2、p3：并联臂谐振器；

res：弹性波谐振器；

s1、s1a、s1b、s2、s3、s4a、s4b：串联臂谐振器；

sw1、sw2、sw3、sw4、sw11、sw12、sw41、sw42：开关；

x1、z1：阻抗元件。