一种用于零中频数字对讲机的新型压控振荡器的制作方法

本发明涉及压控振荡器技术领域，具体地说，涉及一种用于零中频数字对讲机的新型压控振荡器。

背景技术：

在无线通信领域，压控振荡器(vco)的设计至关重要。压控振荡器(vco)的性能指标不行，直接影响到通信设备的通信质量及通信距离。目前，压控振荡器(vco)的设计一般都是采用传统的电容三端式lc振荡电路形式(即：lc回路的三个端点与晶体管的三个电极分别连接而成，反馈网络是由电容元件完成)或其改进型lc振荡电路形式。这种形式的压控振荡器是通过lc谐振回路来实现选频。

如图5为一个简化的电容三端式lc振荡电路的等效电路，图4为一个电容三端式振荡器的实际电路，其振荡频率可以表示为：(其中l电感量单位：亨(h)；电容量单位：法拉(f)；f频率单位：赫兹(hz))。

在设计中，一般来说，vco电路中的lc回路中的电容、电感的精度越高越好。这样在同一压控电压(cv)下，vco振荡频率一致性越好。由于vco谐振网络的容性部份由多个电容串联或并联组成，对压控电压(cv)一致性的影响比主振电感要小，所以电容一般5％精度就可以达到要求了。而主振电感的精度一般要求优于2％。例如，400mhz的vco，主振电感采用8.2nh，2％精度的电感引起的频率偏差最大为±4.04mhz,而5％精度的电感可能引起的频率偏差最大为±10.4mhz,在我们实际应用中通常设计压控振荡器调谐灵敏度kv＝20mhz/v，则2％精度电感影响cv为±0.2v,而5％精度电感影响cv为±0.52v；对于大批量生产会导致同一压控电压下,vco的频率相差太大。从而导致产品个体性能差异相差太大，满足不了生产要求。所以通常在设计中主振电感精度至少达到2％。

然而随着芯片技术的发展，同时对芯片集成度要求也越来越高。从目前技术趋势上专业无线通信接收系统方案基本都采用零中频接收结构，从而在技术方案上便于芯片封装集成。相对于传统专业无线通信领域采用超外差接收结构。零中频接收结构的芯片通常需要压控振荡器(vco)的振荡频率为2倍接收有用信号频率，这主要是为了使用2倍vco再分频来产生iq信号，同时也可以较好的解决直流偏移(dcoffset)产生的问题及发射端频率牵引问题。

(1)如在零中频方案中400mhz通信频率则需要采用800mhz的vco，如果采用传统lc电容三端式压控振荡器，则主振电感采用3nh左右，目前3nh精密电感为3nh±0.1nh。相当于3.3％精度的电感，引起的频率偏差最大为±12.1mhz,已基本不能满足生产要求。如果考虑到高低温对电感值的影响。引起的频率偏差会更大。

(2)如果在700mhz及更高频率依然采用精密绕线电感作为主振电感，则要求谐振网络中的电容c的取值也太小，甚至小于1pf。精度也不容易控制，并且这时c/l值过小，相位噪声明显变差，直接导致产品性能变差。

综合以上，需要采用更小电感值及高精度的传统lc压控振荡器已不能满足700mhz及更高频率的压控振荡器的设计。

技术实现要素：

为了解决上述现有技术的不足之处，本发明的目的在于提供一种用于零中频数字对讲机的新型压控振荡器，以克服现有技术中的缺陷。

为了实现上述目的，本发明提供了一种用于零中频数字对讲机的新型压控振荡器，所述新型压控振荡器包括压控电压源输入端、第一电容、第一电感、变容二极管、第二电容、第三电容、λ/4型tem波介质谐振器、第四电容、第五电容、第六电容、第七电容、三极管、第二电感、第一电阻、第二电阻、第三电感、第三电阻、第八电容、第四电阻、第四电感和压控电压源输出端；其中，压控电压源输入端分别与第一电容的1脚和第一电感的1脚电连接，第一电容的2脚接地；第一电感的2脚分别与变容二极管的2脚和第二电容的1脚电连接，变容二极管的1脚接地；第二电容的2脚分别与第三电容的1脚、λ/4型tem波介质谐振器的1脚和第四电容的1脚电连接，第三电容的2脚接地，λ/4型tem波介质谐振器的2脚接地；第四电容的2脚分别与第五电容的1脚、第二电感的2脚和三极管的b脚电连接，第五电容的2脚分别与第六电容的1脚和第七电容的1脚电连接，第六电容的2脚接地，第七电容的2脚分别与三极管的e脚和第四电阻的1脚电连接，第四电阻的2脚与第四电感的1脚电连接，第四电感的2脚接地；第二电感的1脚分别与第一电阻的2脚和第二电阻的1脚电连接，第二电阻的2脚接地，第一电阻的1脚分别与电源、第三电感的1脚和第三电阻的1脚电连接，第三电感的2脚分别与三极管的c脚、第三电阻的2脚和第八电容的1脚电连接，第八电容的2脚与压控电压源输出端电连接。

通过上述技术方案，采用λ/4型tem波介质谐振器替代高精度主振电感，可以完全满足在700mhz及更高频率压控振荡器谐振频率的一致性不好问题，同时避免采用特殊的高精密电感，更小电容值而导致压控振荡器相位噪声指标变差的问题；既满足生产要求，也保证了产品性能。

作为对本发明所述的新型压控振荡器的进一步说明，优选地，λ/4型tem波介质谐振器等效为由电容、电阻和电感并联连接的一个rlc谐振网络。

作为对本发明所述的新型压控振荡器的进一步说明，优选地，λ/4型tem波介质谐振器(w1)的网络参数r、l、c分别表示为：

其中，

f为标称频率，单位为mhz；s为λ/4波长型tem波介质谐振器的横截面边长，单位为mm；d为λ/4波长型tem波介质谐振器的内孔直径，单位为mm；er为谐振器材质介电常数，由λ/4波长型tem波介质谐振器的腔体材料决定(λ/4波长型tem波介质谐振器的介电参数通常由生产厂家提供)；r为等效电阻，单位为：ω；l为等效电感,单位为：h；c为等效电容，单位为：f；z0为特征阻抗，单位为：ω；q为品质因数(是一个数值)。

作为对本发明所述的新型压控振荡器的进一步说明，优选地，λ/4型tem波介质谐振器的标称频率为：

其中，f的单位为mhz；l为谐振器的长度，单位为mm；er为谐振器材质介电常数，由λ/4波长型tem波介质谐振器w1的腔体材料决定((λ/4波长型tem波介质谐振器的介电参数通常由生产厂家提供)。

本发明的有益效果如下：本发明采用λ/4型tem波介质谐振器替代高精度主振电感，可以完全满足在700mhz及更高频率压控振荡器谐振频率的一致性不好问题，同时避免采用特殊的高精密电感，更小电容值而导致压控振荡器相位噪声指标变差的问题；既满足生产要求，也保证了产品性能。

附图说明

图1为本发明的新型压控振荡器的电路图；

图2为本发明的λ/4型tem波介质谐振器的rlc谐振网络等效电路图；

图3为本发明的λ/4型tem波介质谐振器接入电路的频率响应变化图；

图4为现有技术中的一个电容三端式振荡器的实际电路图；

图5为现有技术中的一个简化的电容三端式lc振荡电路的等效电路图。

具体实施方式

为了能够进一步了解本发明的结构、特征及其他目的，现结合所附较佳实施例附以附图详细说明如下，本附图所说明的实施例仅用于说明本发明的技术方案，并非限定本发明。

如图1所示，图1为本发明的新型压控振荡器的电路图；所述新型压控振荡器包括压控电压源输入端cv_cp、第一电容c1、第一电感l1、变容二极管d1、第二电容c2、第三电容c3、λ/4型tem波介质谐振器w1、第四电容c4、第五电容c5、第六电容c6、第七电容c7、三极管q1、第二电感l4、第一电阻r1、第二电阻r2、第三电感l5、第三电阻r3、第八电容c8、第四电阻r259、第四电感l6和压控电压源输出端vco_out；其中，压控电压源输入端cv_cp分别与第一电容c1的1脚和第一电感l1的1脚电连接，第一电容c1的2脚接地；第一电感l1的2脚分别与变容二极管d1的2脚和第二电容c2的1脚电连接，变容二极管d1的1脚接地；第二电容c2的2脚分别与第三电容c3的1脚、λ/4型tem波介质谐振器w1的1脚和第四电容c4的1脚电连接，第三电容c3的2脚接地，λ/4型tem波介质谐振器w1的2脚接地；第四电容c4的2脚分别与第五电容c5的1脚、第二电感l4的2脚和三极管q1的b脚电连接，第五电容c5的2脚分别与第六电容c6的1脚和第七电容c7的1脚电连接，第六电容c6的2脚接地，第七电容c7的2脚分别与三极管q1的e脚和第四电阻r259的1脚电连接，第四电阻r259的2脚与第四电感l6的1脚电连接，第四电感l6的2脚接地；第二电感l4的1脚分别与第一电阻r1的2脚和第二电阻r2的1脚电连接，第二电阻r2的2脚接地，第一电阻r1的1脚分别与电源vcc、第三电感l5的1脚和第三电阻r3的1脚电连接，第三电感l5的2脚分别与三极管q1的c脚、第三电阻r3的2脚和第八电容c8的1脚电连接，第八电容c8的2脚与压控电压源输出端vco_out电连接。采用λ/4型tem波介质谐振器替代高精度主振电感，可以完全满足在700mhz及更高频率压控振荡器谐振频率的一致性不好问题，同时避免采用特殊的高精密电感，更小电容值而导致压控振荡器相位噪声指标变差的问题；既满足生产要求，也保证了产品性能。

请参看图2，图2为本发明的λ/4型tem波介质谐振器的rlc谐振网络等效电路图；λ/4型tem波介质谐振器w1等效为由电容c、电阻r和电感l并联连接的一个rlc谐振网络。λ/4型tem波介质谐振器w1的网络参数r、l、c分别表示为：

其中，

其中，f为标称频率，单位为mhz；s为λ/4波长型tem波介质谐振器w1的横截面边长，单位为mm；d为λ/4波长型tem波介质谐振器w1的内孔直径，单位为mm；er为λ/4波长型tem波介质谐振器w1材质介电常数，由λ/4波长型tem波介质谐振器w1的腔体材料决定，是一个常数，由生产厂家通过测试给出准确数值；式(1)的r为等效电阻，单位为：ω；式(2)的l为等效电感，单位为：h；式(3)的c为等效电容，单位为：f；z0为特征阻抗，单位为：ω；q为品质因数，是一个数值。

请参看图3，图3为本发明的λ/4型tem波介质谐振器接入电路的频率响应变化图；λ/4型tem波介质谐振器w1的标称频率表示为：其中，f的单位为mhz；l为λ/4波长型tem波介质谐振器w1的长度，单位为mm；er为λ/4波长型tem波介质谐振器材质介电常数，由该λ/4波长型tem波介质谐振器w1的腔体材料决定，是一个常数，由生产厂家在其产品的规格参数中给出其准确数值。

利用λ/4型tem波介质谐振器的电气特性，将其替代高精度高q值绕线电感，引入700mhz及更高频率压控振荡器的设计，可以比较完美的避免由于vco主振电感精度不够而导致生产一直性无法满足要求的问题。

请参看图1，本发明中引入λ/4型tem波介质谐振器w1，其振荡频率则可以表示为：

由式(7)可以看出，其中，d1为在特定的控制电压cv_cp下，变容管的电容值，变容管的特性是不同的激励电压下，对应不同的电容值；c为谐振器w1的等效电容值，c2为第二电容的电容值，c3为第三电容的电容值，c4为第四电容的电容值，c5为第五电容的电容值，c6为第六电容的电容值，上述电容值的单位为f；l为谐振器w1的等效电感值，单位为h。

因此，在引入λ/4型tem波介质谐振器w1时，应选取λ/4型tem波介质谐振器w1的标称频率高于压控振荡器的设计频率，因为，根据数学基本原理：两个分数对比，分子相同，分母大的分数反而小。同理，可以由式7得到式8。

请参看图1，结合图1说明具体实施情况及电路设计参数：c1＝100pf，c2＝7pf，c3＝3pf，c4＝8pf，c5＝10pf，c6＝5.6pf，c7＝18pf，c8＝1.5pf，r1＝3.3kω，r2＝8.2kω，r3＝120r，r259＝120ω，l1＝330nh，l4＝330nh，l5＝330nh，l6＝330nh，q1为：bfr360晶体三极管，d1为1sv305变容管，同时l2采用灿勤科技公司制造的λ/4型介质谐振腔，型号为：dr30-1200t。

在图1电路中利用上面的器件参数就可以调试出一款满足实用压控振荡器。提供vcc为直流+5v，随着cv_cp控制电压调节范围：0.5v～4.5v。压控振荡器的振荡频率为：700mhz～850mhz。

当然，随着调节图1中元器件的参数及采用不同型号的介质谐振器，压控振荡器电路可以得到自己需要的振荡频率范围。

由此可见，本发明的压控振荡器中λ/4型tem波介质谐振器的引入，替代高精度绕线电感来达到相对于传统lc三端式压控振荡器在700mhz及更高振荡频率使用时的主要性能指标相位噪声不变差，同时能够满足生产一致性要求，这是lc三端式压控振荡器所不能满足的。

需要声明的是，上述发明内容及具体实施方式意在证明本发明所提供技术方案的实际应用，不应解释为对本发明保护范围的限定。本领域技术人员在本发明的精神和原理内，当可作各种修改、等同替换或改进。本发明的保护范围以所附权利要求书为准。