一种用于辐射探测器的微弱信号读出电路的制作方法

本发明涉及一种信号读出电路，特别涉及一种用于辐射探测器的微弱信号读出电路。

背景技术：

辐射探测系统在空间探测、高能物理实验、生物医学成像、安全检查等领域有着广泛的应用。辐射探测系统主要包括辐射探测器和相应的前端读出电子系统，辐射探测器可将高能粒子或者高能辐射转化为脉冲电流信号，脉冲电流携带的电荷量为其有效信号，而前端读出电子系统则负责将这些电荷信号读出，前端读出电子系统的性能将会直接影响整个辐射探测系统的性能。

一个经典前端读出电路的拓扑结构为电荷灵敏放大器+成形滤波器，如图1所示，电荷灵敏放大器如图2所示，其本质为米勒积分器，探测器所输出的电荷信号经积分器积分转化为电压信号，同时反馈电阻rf泄放积分电容cf上的电荷，以防止csa出现电压饱和。

探测器输出的理想脉冲电流iin在时域和频域上的表达函数分别为：

iin(t)＝qdetδ(t)，iin＝qdet(1)

电荷灵敏放大器的传输函数为：

电荷灵敏放大器在时域传输函数为：

其中qdet为探测器输出的总的电荷量。

成形滤波器本质为高阶低通滤波器，其主要作用是引入多个极点，限制输出信号的带宽，控制并统一输出波形的达峰时间，抑制和过滤csa产生的噪声，提高前端读出电路的信噪比，放大输出信号的输出摆幅等。

上述经典读出电路结构简单，对于输出电荷量很大(一般为数万个e^-以上)的探测器可以实现信号读出，但对于输出及其微弱探测器而言，上述架构则表现出一定的局限性。如对于常规的硅漂移探测器，其输出的电荷一般最大为10000e^-(约1.6fc)，若设计cf＝50ff，根据上式，csa输出的波形尖峰值在探测器输出最大电荷量时仅为32mv，输出摆幅很小。

技术实现要素：

为了解决上述技术问题，本发明提供一种结构简单、读出精度高的用于辐射探测器的微弱信号读出电路。

本发明解决上述问题的技术方案是：一种用于辐射探测器的微弱信号读出电路，包括电荷放大电路和滤波成形电路，所述滤波成形电路包括滤波器和基线稳定电路，所述电荷放大电路的输入端与辐射探测器的输出端连接，电荷放大电路的输出端与滤波器的输入端相连，滤波器的输出端输出读出信号，所述基线稳定电路的输入端与滤波器的输出端、基准电压相连，基线稳定电路的输出端与滤波器的输入端相连。

上述用于辐射探测器的微弱信号读出电路，所述电荷放大电路包括第一至第八mos管、第一单输入运算放大器、第二单输入运算放大器、第一至第四电容，所述第一单输入运算放大器的输入端、第一电容一端、第一mos管漏极连接在一起并作为电荷放大电路的输入端，所述第一单输入运算放大器的输出端、第五mos管的栅极、第一电容另一端、第二电容一端连接在一起，所述第五mos管的漏极、第一mos管的栅极、第六mos管的栅极、第六mos管的漏极、第二mos管的栅极连接在一起，所述第一mos管的源极、第六mos管的源极、第二mos管的源极、第七mos管的源极连接在一起，所述第二单输入运算放大器的输入端、第二mos管的漏极、第二电容另一端、第三电容一端、第三mos管的漏极连接在一起，所述第二单输入运算放大器的输出端、第七mos管的栅极、第三电容的另一端、第四电容的一端连接在一起，所述第七mos管的漏极、第三mos管的栅极、第八mos管的栅极、第八mos管的漏极、第四mos管的栅极连接在一起，所述第五mos管的源极、第三mos管的源极、第八mos管的源极、第四mos管的源极连接在一起，所述第四电容的另一端与第四mos管的漏极连接在一起并作为电荷放大电路的输出端。

上述用于辐射探测器的微弱信号读出电路，所述基线稳定电路包括第五电容、第六电容、第一运算放大器、第九至第十四mos管，所述第一运算放大器的反相输入端与滤波器的输出端连接，第一运算放大器的同相输入端接基准电源，第一运算放大器的输出端与第九mos管的栅极相连，第九mos管的源极、第十mos管的漏极、第五电容的一端、第十一mos管的栅极连接在一起，第十mos管的源极、第五电容的另一端、第十一mos管的漏极、第六电容的一端连接在一起，第九mos管的漏极、第十二mos管的源极、第十三mos管的源极连接在一起，第十二mos管的漏极、第十一mos管的源极、第六电容的另一端、第十四mos管的栅极连接在一起，第十三mos管的栅极、第十三mos管的漏极、第十四mos管的源极连接在一起，第十四mos管的漏极作为基线稳定电路的输出端，所述第十mos管的栅极接ibn，第十二mos管的栅极接ibp。

上述用于辐射探测器的微弱信号读出电路，所述滤波器包括第七至第九电容、第一至第五电阻、第三单输入运算放大器、第二运算放大器，所述第三单输入运算放大器的输入端作为滤波器的输入端，所述第七电容跨接在第三单输入运算放大器的输入端与输出端之间，第一电阻并接在第七电容两端，第三单输入运算放大器的输出端依次经第二电阻、第三电阻后接至第二运算放大器的同相输入端，所述第八电容一端接地，第八电容另一端接第二运算放大器的同相输入端，第二运算放大器的反相输入端经第四电阻后接地，第五电阻跨接在第二运算放大器的反相输入端与输出端之间，第九电容的一端接在第二电阻与第三电阻之间，第九电容的另一端连接第二运算放大器的输出端，第二运算放大器的输出端作为滤波器的输出端。

本发明的有益效果在于：

1、本发明包括电荷放大电路和滤波器，荷放大电路用于精确放大探测器输出的微弱电荷信号，滤波器用于将放大后的电荷信号转化为电压信号，且能在探测器漏电流从10pa～10na温度从-40℃～40℃变化时保持基线基本不漂移，从而实现对探测器输出的超微弱信号的低噪声读出，具有结构简单、读出精度高的优点。

2、本发明设有基线稳定电路，基线稳定电路可将基准电压与基线电压的压差放大转化为电流反馈回滤波成形电路的输入，使得电路的输出基线不受探测器漏电流变化和温度变化的影响而稳定在基准电压值，反馈环路不影响电路输出信号，满足了当辐射探测器漏电流值和温度大范围变化时，电路依然能保持正常工作的要求，满足了读出电路的低功耗低噪声要求，在各类辐射探测器信读出以及其他领域将有广泛的应用。

附图说明

图1为经典辐射探测器读出电路的结构图。

图2为经典灵敏电荷放大器的电路图。

图3为本发明辐射探测器读出电路的结构图。

图4为本发明电荷放大器的电路图。

图5为本发明基线稳定电路的结构图。

图6为本发明滤波器的电路图。

图7为本发明滤波成形电路的直流信号图。

图8为不同输入电荷信号下的读出电路的输出瞬态仿真结果图。

图9为带基线稳定电路和不带基线稳定电路时，在不同探测器漏流情况下的输出瞬态响应图。

图10为本发明电路上电瞬态仿真图。

具体实施方式

下面结合附图和实施例对本发明作进一步的说明。

如图3所示，一种用于辐射探测器的微弱信号读出电路，包括电荷放大电路和滤波成形电路，所述滤波成形电路包括滤波器和基线稳定电路，所述电荷放大电路的输入端与辐射探测器的输出端连接，电荷放大电路的输出端与滤波器的输入端相连，滤波器的输出端输出读出信号，所述基线稳定电路的输入端与滤波器的输出端、基准电压相连，基线稳定电路的输出端与滤波器的输入端相连。

如图4所示，所述电荷放大电路包括第一mos管m1、第二mos管m2、第三mos管m3、第四mos管m4、第五mos管mn1、第六mos管mp1、第七mos管mp2、第八mos管mn2、第一单输入运算放大器u1、第二单输入运算放大器u2、第一电容c1、第二电容c2、第三电容c3、第四电容c4，所述第一单输入运算放大器u1的输入端、第一电容c1一端、第一mos管m1漏极连接在一起并作为电荷放大电路的输入端，所述第一单输入运算放大器u1的输出端、第五mos管mn1的栅极、第一电容c1另一端、第二电容c2一端连接在一起，所述第五mos管mn1的漏极、第一mos管m1的栅极、第六mos管mp1的栅极、第六mos管mp1的漏极、第二mos管m2的栅极连接在一起，所述第一mos管m1的源极、第六mos管mp1的源极、第二mos管m2的源极、第七mos管mp2的源极连接在一起，所述第二单输入运算放大器u2的输入端、第二mos管m2的漏极、第二电容c2另一端、第三电容c3一端、第三mos管m3的漏极连接在一起，所述第二单输入运算放大器u2的输出端、第七mos管mp2的栅极、第三电容c3的另一端、第四电容c4的一端连接在一起，所述第七mos管mp2的漏极、第三mos管m3的栅极、第八mos管mn2的栅极、第八mos管mn2的漏极、第四mos管m4的栅极连接在一起，所述第五mos管mn1的源极、第三mos管m3的源极、第八mos管mn2的源极、第四mos管m4的源极连接在一起，所述第四电容c4的另一端与第四mos管m4的漏极连接在一起并作为电荷放大电路的输出端。

图4实际为两级电荷放大电路，电荷放大n1*n2倍，第一级放大电路主要由mos管m1、m2、mn1和mp1，电容c1、c2以及增益为-a的单输入运算放大器组成，其中mn1和mp1两个mos管主要为电路提供反馈环路，以泄放电容c1、c2上的电荷，电路本质也是米勒积分器，反馈环路的dc电流来自探测器漏电流，由于探测器漏电流为pa～na级，图4中除单输入运算放大器外所有mos管都工作在亚阈值区。探测器输出信号为下拉的电流脉冲信号，其有用信号为脉冲电荷所携带的电荷量，图4所示，探测器输出电荷qdet将经过点1进入电荷放大电路，经第一级放大后的电荷信号将经过点3进入第二级，点1和点3虚地，则：

其中，q1、q2分别为注入点1和点2的电荷量，v2为点2处的小信号电压，只要保证m1和m2的管子的vsd>>kt/q，k为玻尔兹曼常数，t为开尔文温度，q为电子电荷，则m1和m2可视为亚阈值电流镜；c1和c2共点2，而电容的另一端点1和点3虚地，c2为n1个与c1相同的电容并联，m2为n1个与m1相同的pmos并联，则：

q3为注入点3的电荷量，第一电荷实现n1倍放大；

同样，通过点4进入滤波成形电路的电荷量为：

q4＝n2*q3＝n1*n2*qdet(7)

即探测器输出的电荷qdet实现n1*n2倍放大。

如图5所示，所述基线稳定电路包括第五电容c5、第六电容c6、第一运算放大器u4、第九mos管m9、第十mos管m10、第十一mos管m11、第十二mos管m12、第十三mos管m13、第十四mos管m14，所述第一运算放大器u4的反相输入端与滤波器的输出端连接，第一运算放大器u4的同相输入端接基准电源vref，第一运算放大器u4的输出端与第九mos管m9的栅极相连，第九mos管m9的源极、第十mos管m10的漏极、第五电容c5的一端、第十一mos管m11的栅极连接在一起，第十mos管m10的源极、第五电容c5的另一端、第十一mos管m11的漏极、第六电容c6的一端连接在一起，第九mos管m9的漏极、第十二mos管m12的源极、第十三mos管m13的源极连接在一起，第十二mos管m12的漏极、第十一mos管m11的源极、第六电容c6的另一端、第十四mos管m14的栅极连接在一起，第十三mos管m13的栅极、第十三mos管m13的漏极、第十四mos管m14的源极连接在一起，第十四mos管m14的漏极作为基线稳定电路的输出端，所述第十mos管m10的栅极接ibn，第十二mos管m12的栅极接ibp。

实际上，基线稳定电路相当于是由一个差分放大器、两个源跟随器、两个电容以及一个跨导mos管组成，第一个源跟随器(m9和m10构成)和电容c5用来限制基线稳定电路的摆率，第二个源跟随器(m11和m12构成)和电容c6用来限制基线稳定电路的带宽，跨导mos管m14将反馈的电压信号转化为电流信号。

如图6所示，所述滤波器包括第七电容c7、第八电容c8、第九电容c9、第一电阻r1，第二电阻r2、第三电阻r3、第四电阻r4、第五电阻r5、第三单输入运算放大器u3、第二运算放大器u5，所述第三单输入运算放大器u3的输入端作为滤波器的输入端，所述第七电容c7跨接在第三单输入运算放大器u3的输入端与输出端之间，第一电阻r1并接在第七电容c7两端，第三单输入运算放大器u3的输出端依次经第二电阻r2、第三电阻r3后接至第二运算放大器u5的同相输入端，所述第八电容c8一端接地，第八电容c8另一端接第二运算放大器u5的同相输入端，第二运算放大器u5的反相输入端经第四电阻r4后接地，第五电阻r5跨接在第二运算放大器u5的反相输入端与输出端之间，第九电容c9的一端接在第二电阻r2与第三电阻r3之间，第九电容c9的另一端连接第二运算放大器u5的输出端，第二运算放大器u5的输出端作为滤波器的输出端。

实际上，滤波器相当于是由一级rc有源低通滤波器和一级sallen-key滤波器组成，引入三个极点，可等效为三阶低通滤波器。

滤波成形电路信号电流示意图如图7，vout为输出电压基线，if为反馈电流，iin为电荷放大电路的输出电流，is为进入滤波器的电流，上述信号都为决定滤波电路输出基线的直流信号。iin来自于前级电荷放大电路，电流大小为n1*n2倍探测器漏电流，如果没有基线稳定电路，而探测器漏电变化范围很大，iin直接进入滤波器，则滤波器的输出基线会出现很严重的漂移，甚至会导致整个电路无法工作。采用图示基线稳定电路后，当iin增加时，is减少，输出基线vout上升，反馈进入基线稳定电路导致if增加，从而补充了进入滤波器的电流is，最终使得输出基线vout稳定不变。

下面进行动态信号分析，为了简化计算，三阶滤波器的传输函数可表示为：

其中，τ1、τ2、τ3分别表示三阶滤波器对应极点的时间常数，a为三阶滤波器传输函数的常数项，s是拉普拉斯变换的复变量，s＝jω，j为虚数单位，ω为角频率。

基线稳定电路的差分放大器增益为av，mp2和mn2偏置在亚阈值区，ibn约为1na，ibp约为10pa，c5和c6容值分别为1pf和10pf，引了两个低频极点，极点的频率分别为

这两个极点的频率拉开了1khz且远低于滤波器的各个极点频率，保证了环路的稳定性，令τ5＝1/2πf1，τ6＝1/2πf2，则基线稳定电路的传输函数为

整个滤波电路的传输函数可以写为

分析上述传输函数，由于τ5和τ6很大，对于频率稍高的信号频段，整个滤波电路的传输函数的模可写为：

由此，可认为基线稳定电路不影响正常的信号响应。

而对于低频的直流转变，整个滤波电路的传输函数的模可写为：

即滤波电路对于低频的输入电流信号几乎没有响应，基线稳定。

上述公式中vt＝kt/q，k为玻尔兹曼常数，t为开尔文温度，q为电子电荷，gm14为mos管m14的跨导。

仿真结果

本发明电路对不同输入电荷下的输出瞬态仿真图如图8，设定基准电压vref1为-300mv，模拟探测器漏电流为10pa，输入电荷量为0.1fc～0.9fc，电荷-电压增益为1.37v/fc，线性度良好，基线稳定在-293mv左右，理想的基线应该稳定在-300mv，为了保证基线稳定环路稳定性，基线稳定电路的差分放大器增益设计约为10，增益较小，差分放大器增益越大则基线越接近-300mv。图9为带基线稳定电路和不带基线稳定电路的电路输出瞬态仿真图，输入电荷量为0.5fc，设定漏电流为10pa、510pa、1.01na，图9(a)为不带基线稳定电路的瞬态仿真图，可以看到电路的输出基线对探测器的漏电流值大小非常敏感，漏电流变化0.5na，基线漂移大于0.5v，已经严重限制了电路的输入范围，在漏电流为1.01na时，电路出现了电压饱和，不能正常工作；图9(b)为带基线稳定电路的瞬态仿真，输入电荷量为0.5fc，设定漏电流为10pa、510pa、1.01na，基准电压vref1为-300mv，可以看到漏电流从10pa～1na范围内变化时，基线漂移少于5mv，电荷-电压增益也稳定不变。

此外需要指出的是，本发明的基线稳定电路采用了电容c5为10pf，而对电容c5充电的电流很小，仅为20pa左右，所以电路从电源上电到能正常工作很慢，需要大约0.5s的时间，其上电仿真结果如图10所示，大约在0.5s左右，电路的输出基线稳定到了-293mv。

从上述结果可以看出，本发明可以有效的读出辐射探测器的微弱信号，并且能够适应探测器本身漏电流大范围变化。