一种宽范围的环形压控振荡器电路的制作方法

本发明涉及电子电路技术，具体的说是涉及一种宽范围的环形压控振荡器电路。

背景技术：

压控振荡器(voltagecontrolledoscillator,vco)作为无线通信系统中的核心模块，广泛应用于通信系统电路中，例如锁相环、频率合成器以及时钟产生和时钟恢复电路。常见的压控振荡器的结构有电感电容压控振荡器(lc-vco)和环形压控振荡器(ring-vco)两大类。lc-vco一般由片上电感、电容和有源器件组成，相位噪声性能优良，常被用于rf电路中。但是片上电感的q值较低且占用很大的版图面积，增加了设计难度和成本。环形振荡器输出频率范围较宽，易于实现多相位输出，通过优化设计可以实现低功耗和低相位噪声性能，在中低频通信系统中得到广泛应用。但是传统的环形压控振荡器在低电源电压下，控制电压范围受到了极大限制，无法满足宽范围的输出频率要求。而在低电源电压下工作的vco具有低功耗、响应迅速、适配高速数字通信电路的低压的特点，因此低压vco的设计具有重要意义。

技术实现要素：

针对上述传统环形压控振荡器在低电源电压下控制电压范围受限，导致无法满足宽范围的输出频率要求的问题，本发明提出了一种宽范围的环形压控振荡器电路，电压转电流模块采用轨到轨运放克服了mos管对压控振荡器控制电压范围的限制，利用输入控制电压vg与环形振荡器模块中充电电流的线性关系，能够使输入控制电压vg与输出振荡信号的频率曲线保持良好的线性度，实现较宽的频率调节范围和线性度好的压控增益。

本发明所采用的技术方案为：

一种宽范围的环形压控振荡器电路，包括电压转电流模块、稳定共模电压模块、环形振荡器模块和输出整形模块，

所述环形振荡器模块用于产生振荡信号；

所述电压转电流模块用于产生电流控制信号控制所述振荡信号的振荡频率，所述振荡信号的振荡频率与所述电流控制信号成正比；所述电压转电流模块包括第一运算放大器、第一pmos管、第十二pmos管、第一电阻、第二电阻和第三电容，其中第一运算放大器为轨对轨运算放大器；第一运算放大器的正相输入端连接输入控制电压，其反相输入端连接第一pmos管的漏极并通过第一电阻后接地，其输出端连接第十二pmos管的栅极并产生电流控制信号；第十二pmos管的源极连接电源电压，其漏极连接第一pmos管的源极；第一pmos管的栅极接地；第三电容的一端连接电源电压，另一端通过第二电阻后连接第一运算放大器的输出端；

所述稳定共模电压模块用于将所述环形振荡器模块的共模电压稳定为参考电压；

所述输出整形模块用于将所述振荡信号的振幅扩展至轨对轨后输出。

具体的，所述环形振荡器模块包括三至五个级联的延时单元，每一级所述延时单元的输出端连接下一级所述延时单元的输入端，最后一级所述延时单元的输出端连接第一级所述延时单元的输入端。

具体的，所述环形振荡器模块包括四个级联的延时单元，所述延时单元为差分延时单元，前三级所述差分延时单元中有且仅有一级所述差分延时单元与下一级差分延时单元反向连接。

具体的，所述延时单元为差分延时单元，包括第五pmos管、第六pmos管、第七pmos管、第三可变电阻网络、第四可变电阻网络、第一电容和第二电容，

第五pmos管的栅极连接所述电流控制信号，其源极连接电源电压，其漏极连接第六pmos管和第七pmos管的源极；

第六pmos管的栅极作为所述差分延时单元的正相输入端，其漏极作为所述差分延时单元的反相输出端并连接所述第三可变电阻网络的上端；

第七pmos管的栅极作为所述差分延时单元的反相输入端，其漏极作为所述差分延时单元的正相输出端并连接所述第四可变电阻网络的上端；

所述第三可变电阻网络和第四可变电阻网络的下端接地；

第一电容接在所述差分延时单元的反相输出端和地之间；

第二电容接在所述差分延时单元的正相输出端和地之间。

具体的，所述输出整形模块包括第八pmos管、第九pmos管、第十pmos管、第十一pmos管、第二十五nmos管、第二十六nmos管、第二十七nmos管和第二十八nmos管，

第八pmos管的栅极连接第二十五nmos管的栅极和所述环形振荡器模块中最后一级差分延时单元的反相输出端，其源极连接第九pmos管的漏极和第十pmos管0的源极，其漏极连接第二十五nmos管的漏极、第九pmos管和第二十六nmos管的栅极；

第十pmos管的栅极连接第二十七nmos管的栅极和所述环形振荡器模块中最后一级差分延时单元的正相输出端，其漏极连接第二十七nmos管的漏极、第十一pmos管和第二十八nmos管的栅极；

第十一pmos管的源极连接第九pmos管的源极并连接电源电压，其漏极连接第二十八nmos管的漏极并作为所述输出整形模块的输出端；

第二十六nmos管的漏极连接第二十五nmos管和第二十七nmos管的源极，其源极连接第二十八nmos管的源极并接地。

具体的，所述稳定共模电压模块包括第二pmos管、第三pmos管、第四pmos管、第一可变电阻网络、第二可变电阻网络和第二运算放大器，

第二pmos管的栅极连接所述电流控制信号，其源极连接电源电压，其漏极连接第三pmos管和第四pmos管的源极；

第三pmos管的栅极接地，其漏极连接第二运算放大器的反相输入端和所述第一可变电阻网络的上端；

第四pmos管的栅极连接所述参考电压，其漏极连接所述第二可变电阻网络的上端；

所述第一可变电阻网络和第二可变电阻网络的下端接地；

第二运算放大器的正相输入端连接所述参考电压，其输出信号用于控制所述第一可变电阻网络、第二可变电阻网络、第三可变电阻网络和第四可变电阻网络的阻值。

具体的，所述第一可变电阻网络、第二可变电阻网络、第三可变电阻网络和第四可变电阻网络具有相同的结构，所述第一可变电阻网络包括第一nmos管、第二nmos管、第三nmos管、第四nmos管、第五nmos管和第六nmos管，

第一nmos管的栅极连接第四nmos管和第六nmos管的栅极并连接所述第二运算放大器的输出信号，其漏极连接第二nmos管的栅极和漏极、第三nmos管的栅极和漏极并作为所述第一可变电阻网络的上端，其源极连接第四nmos管和第六nmos管的源极并接地；

第二nmos管的源极连接第四nmos管的漏极；

第五nmos管的栅漏短接并连接第三nmos管的源极，其源极连接第六nmos管的漏极。

本发明的有益效果为：电压转电流模块采用轨到轨运放克服了mos管对压控振荡器控制电压范围的限制，使电路在1.1v电源电压下能正常工作的同时仍保留了大的输入电压范围，增大了压控振荡器的电压调节范围和输出频率范围；稳定共模电压模块能够稳定本发明的共模电压始终为参考电压；环形振荡器模块中延时单元受输入控制电压vg的控制产生充电电流，由于输入控制电压vg与充电电流的线性关系，能够使输入控制电压vg与输出振荡信号的频率曲线保持良好的线性度；利用输出整形模块扩展输出信号的摆幅，摆脱了尾电流源对输出信号摆幅的限制。

附图说明

图1是本发明提出的一种宽范围的环形压控振荡器电路中电压转电流模块的结构示意图和稳定共模电压模块在实施例中的电路实现形式。

图2是本发明提出的一种宽范围的环形压控振荡器电路中环形振荡器模块和输出整形模块的一种电路实现结构图。

图3是本发明提出的一种宽范围的环形压控振荡器电路中差分延时单元的一种电路实现结构图。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施例，详细描述本发明的技术方案。

本发明提出一种宽范围的环形压控振荡器电路，包括电压转电流模块、稳定共模电压模块、环形振荡器模块和输出整形模块。其中环形振荡器模块用于产生振荡信号；环形振荡器模块通常包括三至五个级联的延时单元，每一级延时单元的输出端连接下一级延时单元的输入端，最后一级延时单元的输出端连接第一级延时单元的输入端。其中根据振荡的相位条件可知，奇数级的延时单元可以采用差分结构的延时单元或单端结构的延时单元，偶数级的延时单元必须采用差分结构的延时单元且有且只有一级反向连接才满足振荡的相位条件。

如图2所示给出了五级差分延时单元级联构成环形振荡器模块的一种实现形式，本实施例中环形振荡器模块为全差分环形振荡器，由五级差分延时单元组成，输出两路反相振荡信号，具有较好的抗噪声性能，每一级差分延时单元的反相输出端von接下一级的正相输入端vp，每一级差分延时单元的正相输出端vop接下一级的反相输入端vn；最后一级的反相输出端von接第一级的正相输入端vp，最后一级的正相输出端vop接第一级的反相输入端vn构成环形振荡网络；最后一级的输出端输出反相的两路振荡信号von、vop。

若环形振荡器模块包括四个级联的延时单元，则延时单元差分延时单元，前三级所述差分延时单元中有且仅有一级所述差分延时单元与下一级差分延时单元反向连接。例如第一级差分延时单元的正相输出端vop接第二级的正相输入端vp，第一级差分延时单元的反相输出端von接第二级的反相输入端vn，第二、三、四级差分延时单元的反相输出端von接下一级的正相输入端vp，第二、三、四级差分延时单元的正相输出端vop接下一级的反相输入端vn，即有且只有第一级差分延时单元与第二级差分延时单元反向连接。第四级的输出端输出反相的两路振荡信号von、vop。

输出整形模块用于将振荡信号的振幅扩展至轨对轨后输出，本实施例中由于采用差分结构的延时单元，产生的振荡信号为反相的两路振荡信号von、vop，因此本实施例中给出一种对应两路振荡信号的输出整形模块，用于将两路反相振荡信号振幅扩展至轨对轨，输出单端方波振荡信号，如图2所示，本实施例中输出整形模块包括第八pmos管mp8、第九pmos管mp9、第十pmos管mp10、第十一pmos管mp11、第二十五nmos管mn25、第二十六nmos管mn26、第二十七nmos管mn27和第二十八nmos管mn28，第八pmos管mp8的栅极连接第二十五nmos管mn25的栅极和环形振荡器模块中最后一级差分延时单元的反相输出端连接振荡信号von，其源极连接第九pmos管mp9的漏极和第十pmos管mp10的源极，其漏极连接第二十五nmos管mn25的漏极、第九pmos管mp9和第二十六nmos管mn26的栅极；第十pmos管mp10的栅极连接第二十七nmos管mn27的栅极和环形振荡器模块中最后一级差分延时单元的正相输出端连接振荡信号vop，其漏极连接第二十七nmos管mn27的漏极、第十一pmos管mp11和第二十八nmos管mn28的栅极；第十一pmos管mp11的源极连接第九pmos管mp9的源极并连接电源电压avdd，其漏极连接第二十八nmos管mn28的漏极并作为输出整形模块的输出端输出方波满摆幅振荡信号clk；第二十六nmos管mn26的漏极连接第二十五nmos管mn25和第二十七nmos管mn27的源极，其源极连接第二十八nmos管mn28的源极并接地agnd。

环形振荡器模块产生的振荡信号的频率由电压转电流模块产生的电流控制信号vg控制，电压转电流模块用于将外部输入的控制电压信号vcont线性地agnd转换为电流，输出电流控制信号vg，如图1所示是本发明提出的电压转电流模块的结构示意图，包括第一运算放大器、第一pmos管mp1、第十二pmos管mp0、第一电阻r1、第二电阻r0和第三电容c0，其中第一运算放大器为轨对轨运算放大器rtor_op；第一运算放大器的正相输入端连接输入控制电压vcont，其反相输入端连接第一pmos管mp1的漏极并通过第一电阻r1后接地agnd，其输出端连接第十二pmos管mp0的栅极并产生电流控制信号vg；第十二pmos管mp0的源极连接电源电压avdd，其漏极连接第一pmos管mp1的源极；第一pmos管mp1的栅极接地agnd；第三电容c0的一端连接电源电压avdd，另一端通过第二电阻r0后连接第一运算放大器的输出端。

稳定共模电压模块用于将环形振荡器模块的共模电压稳定为外部输入的参考电压vref，如图1所示给出了稳定共模电压模块的一种实现形式，包括第二pmos管mp2、第三pmos管mp3、第四pmos管mp4、第一可变电阻网络、第二可变电阻网络和第二运算放大器vcr_op，第二pmos管mp2的栅极连接电流控制信号vg，其源极连接电源电压avdd，其漏极连接第三pmos管mp3和第四pmos管mp4的源极；第三pmos管mp3的栅极接地agnd，其漏极连接第二运算放大器的反相输入端和第一可变电阻网络的上端；第四pmos管mp4的栅极连接参考电压，其漏极连接第二可变电阻网络的上端；第一可变电阻网络和第二可变电阻网络的下端接地agnd；第二运算放大器的正相输入端连接参考电压vref，其输出信号用于控制第一可变电阻网络、第二可变电阻网络的阻值。

本实施例中稳定共模电压模块受电流控制信号vg控制稳定共模电压模块电流源管第二pmos管mp2的电流大小，通过第二运算放大器vcr_op的输出信号vcr控制第一可变电阻网络、第二可变电阻网络的等效电阻，将输入管第三pmos管mp3漏极电压箝位在参考电压vref，从而保证在电流变化的情况下本发明的环形压控振荡器电路的共模电压始终为vref。当环形振荡器模块采用差分结构的延时模块时，同样可以通过第二运算放大器vcr_op的输出信号vcr控制环形振荡器模块的共模电压，如图3所示是差分结构的延时模块的一种实现形式，包括第五pmos管mp5、第六pmos管mp6、第七pmos管mp7、第三可变电阻网络、第四可变电阻网络、第一电容c1和第二电容c2，第五pmos管mp5的栅极连接电流控制信号，其源极连接电源电压avdd，其漏极连接第六pmos管mp6和第七pmos管mp7的源极；第六pmos管mp6的栅极作为差分延时单元的正相输入端，其漏极作为差分延时单元的反相输出端并连接第三可变电阻网络的上端；第七pmos管mp7的栅极作为差分延时单元的反相输入端，其漏极作为差分延时单元的正相输出端并连接第四可变电阻网络的上端；第三可变电阻网络和第四可变电阻网络的下端接地agnd；第一电容c1接在差分延时单元的反相输出端和地agnd之间；第二电容c2接在差分延时单元的正相输出端和地agnd之间。同样的，通过第二运算放大器vcr_op的输出信号vcr控制第三可变电阻网络、第四可变电阻网络的等效电阻，可以保证环形振荡器模块的共模电压始终为vref。

其中第一可变电阻网络、第二可变电阻网络、第三可变电阻网络和第四可变电阻网络可以为相同的结构，以第一可变电阻网络为例进行说明，第一可变电阻包括第一nmos管mn1、第二nmos管mn2、第三nmos管mn3、第四nmos管mn4、第五nmos管mn5和第六nmos管mn6，第一nmos管mn1的栅极连接第四nmos管mn4和第六nmos管mn6的栅极并连接第二运算放大器vcr_op的输出信号vcr，其漏极连接第二nmos管mn2的栅极和漏极、第三nmos管mn3的栅极和漏极并作为第一可变电阻网络的上端，其源极连接第四nmos管mn4和第六nmos管mn6的源极并接地agnd；第二nmos管mn2的源极连接第四nmos管mn4的漏极；第五nmos管mn5的栅漏短接并连接第三nmos管mn3的源极，其源极连接第六nmos管mn6的漏极。

本实施例中可变电阻网络采用mos管阵列形式，通过第二运算放大器vcr_op的输出信号vcr控制mos管组成的等效电阻变化，类似的，第二可变电阻包括第七nmos管mn7、第八nmos管mn8、第九nmos管mn9、第十nmos管mn10、第十一nmos管mn11、第十二nmos管mn12，第三可变电阻包括第十三nmos管mn13、第十四nmos管mn14、第十五nmos管mn15、第十六nmos管mn16、第十七nmos管mn17、第十八nmos管mn18，第四可变电阻包括第十九nmos管mn19、第二十nmos管mn20、第二十一nmos管mn21、第二十二nmos管mn22、第二十三nmos管mn23、第二十四nmos管mn24，如图1和图3所示，第一可变电阻网络、第二可变电阻网络、第三可变电阻网络和第四可变电阻网络的内部结构相同，当然根据工作电压不同，第一可变电阻网络、第二可变电阻网络、第三可变电阻网络和第四可变电阻网络的内部结构也可以随之变化。

本实施例的工作原理如下：

如图1所示，电压转电流模块中，第一运算放大器为轨对轨运算放大器rtor_op，其正相输入端接环形压控振荡器vco的输入控制电压vcont，反相输入端连接第一电阻r1，第一电阻r1两端电压等于vcont，流过第一电阻r1的电流为第一运算放大器的输出端接共源级放大管第十二pmos管mp0，第十二pmos管mp0的漏极接第一pmos管mp1的源极，第一pmos管mp1的漏极接第一运算放大器的反相输入端，第一pmos管mp1可以保证第十二pmos管mp0的漏极电压不会过低，第一运算放大器的输出端使用了第二电阻r0和第三电容c0对地补偿了一个零点，提高环路的稳定性，第一运算放大器采用轨对轨运放可以使本发明的环形压控振荡器vco在低电源电压下具有宽的输入电压摆幅，具有低电压、宽频率调节范围的特性。

如图1所示，稳定共模电压模块中，第二pmos管mp2与电压转电流模块中第十二pmos管mp0的栅极相连，构成电流镜，复制第十二pmos管mp0支路的电流i0，第二pmos管mp2的漏极接第三pmos管mp3的源极，第三pmos管mp3的栅极接地，漏极接第二运算放大器vcr_op的反相输入端，第二运算放大器vcr_op的正相输入端接参考电压vref，第三pmos管mp3的漏极将被钳位在参考电压vref，第二运算放大器vcr_op的输出端接由mos管阵列mn1、mn2、mn3、mn4、mn5、mn6构成的第一可变电阻网络，电流控制信号vg控制第二pmos管mp2复制过来并流入第三pmos管mp3的电流，第二运算放大器的输出信号vcr控制第一可变电阻网络的等效线性电阻，使第三pmos管mp3的漏极电压稳定在vref；mp4所在支路为第三pmos管mp3支路的镜像。

如图2所示，由五级差分延时单元首尾相连构成环形振荡环路，具有良好的相位噪声性能，最后一级接输出整形模块，输出满摆幅的方波振荡信号，输出信号的频率为其中n为环形振荡器的级数，本实施例中n＝5，τ为每一级的延时时间。

如图3所示，差分结构的延时单元中，第五pmos管mp5的栅极接电流控制信号vg，控制延时单元电流为i1，即流过第五pmos管mp5的电流，第六pmos管mp6和第七pmos管mp7的漏极分别接了一个如图1中的第三可变电阻和第四可变电阻，用于维持振荡时的共模电平为输入的参考电压vref。电流控制信号vg控制差分延时单元中第五pmos管mp5的栅极，相当于电流管镜像电压转电流模块中第十二pmos管mp0支路的电流，实现输入控制电压vcout对延时单元电流的控制。稳定共模电压模块中第二运算放大器的输出信号vcr控制差分延时单元的等效线性电阻，延时单元的电流是稳定共模电压模块中第三pmos管mp3所在支路两倍，从而使延时单元输出端的共模电压稳定在参考电压vref。

电路开始工作时，当第一级延时单元的输入电压vp1>vn1时，第一级延时单元的输出电压von1为低，vop1为高；第二级延时单元的输入电压vp2为低，vn2为高，第二级延时单元的输出电压von2为高，vop2为低，以此类推，第五级延时单元的输入电压vp5为高，vn5为低，输出电压von5为低，vop5为高，通过输出整形模块buffer后，输出低电平，同时vop5和von5分别与第一级延时单元的输入端vn和vp相连，此时第一级延时单元的输入电压vp1<vn1，传递到第五级延时单元的输出端时，von5为高，vop5为低，通过输出整形模块buffer后，输出高电平，再将第五级延时单元的输出电压反馈的第一级延时单元的输入端，直到下一次输出电压改变，为一个振荡周期，振荡的频率由公式表示，其中i1为图1所示电压转电流模块产生的电流i0的整数倍，i1与i0的倍数即第五pmos管mp5与第二pmos管的尺寸比，n为环形振荡器模块环路的级数，本实施例中n＝5，ceq为输出级的负载电容，ceq＝c1＝c2，vdd为电源电压avdd的电压值，由于vcont与i1为线性关系，所以最终的输出频率fo与vcont也为线性关系。

综上所述，本发明提出的环形压控振荡器电路，电压转电流模块采用低压轨到轨运算放大器rtor_op，克服了mos管阈值电压对控制电压范围的限制，使电路在低电源电压下，保留了大的输入电压范围，使压控振荡器的电压调节范围增大，频率调节范围变广；本发明提出的电压转电流模块能够满足全电源电压范围内的电压电流转换，能够在1.1v的低电源电压下工作，对于低压尤其适用，解决了传统环形压控振荡器在低电源电压下控制电压范围受限，导致无法满足宽范围的输出频率要求的问题。另外本发明通过低压轨对轨运放将第一电阻r1的上端箝位至输入控制电压vcont，产生的充电电流i1与输入控制电压vcont具有线性关系，能够使输入控制电压vcont与输出频率曲线保持良好的线性度。稳定共模电压模块中通过第二运算放大器vcr_op将输出波形的共模电压箝位至参考电压vref，还利用能够处理高频信号的输出整形模块将产生的振荡信号转为满摆幅方波。

本领域的普通技术人员可以根据本发明公开的这些技术启示做出各种不脱离本发明实质的其它各种具体变形和组合，这些变形和组合仍然在本发明的保护范围内。