用于SAW滤波器装置中的源抑制的换能器结构的制作方法

本发明涉及表面声波滤波器装置，更具体地，涉及用于表面声波滤波器装置的换能器结构。

近年来，表面声波(surfaceacousticwave，saw)装置被用于越来越多的实际应用中，诸如，滤波器、传感器及延迟线。特别是，saw滤波器由于无需使用复杂电路即可形成低损耗高阶带通滤波器的能力而在移动电话应用中颇受关注。因此，saw滤波器相比于其他滤波器技术在性能及尺寸方面提供显著的优势。

在典型的表面声波装置中，一个或更多个叉指换能器(inter-digitatedtransduces，idts)用于利用特定材料的压电效应将声波转换为电信号，或将电信号转换为声波。叉指换能器(idt)包含具有设置于压电基板上的指叉状金属指的相对梳齿(combs)。通过电刺激这些金属指可在基板上建立表面声波。反之，通过在换能器下方的压电基板材料中传播的表面声波可在金属指上诱导出电信号。

saw装置通常使用由单片石英、linbo3或litao3晶体制成的晶片作为压电材料。然而，根据所使用的压电材料，压电基板的使用受到高温度敏感性或弱机电耦合性的影响而导致滤波器的通带特性表现不佳。

一种方法导致将复合基板用于这种装置。复合基板可包含形成于基底基板上的一层或更多层。基板顶部上的单一层体设计是优选的选择，因为它设计简单并且允许使用非压电的基底基板，只要该顶部单一层体由压电材料制成即可。具有强耦合性(例如，机电系数ks²大于1％)与温度稳定性(例如，频率温度系数(temperaturecoefficientoffrequency，tcf)小于10ppm/k)的结合的复合基板将增强saw装置的性能，并提供设计灵活性。

复合基板让基底基板的材料有很多的选择，并且可以选择具有高声波传播速度的基底基板材料(诸如，金刚石、蓝宝石、碳化硅甚至硅)。

通过在考虑材料的频率温度系数(tcf)的情况下调整所使用的材料，与在压电基板上制造的装置相比，还可以降低在复合基板上制造的装置的温度敏感性。例如，可使用具有相反的频率温度系数(tcf)的两种材料，这导致saw装置在整个温度范围内在频谱上更加稳定。也可以使用热膨胀性小于顶层的热膨胀性的基板，从而加强复合热膨胀性以及使tcf减少。

最后，相比于单独使用压电基板，复合基板的材料的选择、材料的组合、材料的取向及顶部单一层体的厚度提供了广泛的设计可能性，这在高频滤波的领域中提供了改善saw装置的空间。

然而，到目前为止，虽然基于复合结构的一些saw滤波器装置可提供良好的温度特性，但在滤波器通带的性能上所述saw滤波器装置仍遭受明显的退化(如us5,998,907中公开的)，这造成较高的插入损耗及通带变窄的问题，将使其不适合应用于移动应用。

此外，对应于在界面压电层/基板处反射的表面处产生的激发模式，基于复合基板的saw滤波器装置也表现出高寄生模式水平。一旦压电层的层厚度大于半波长，通常会观察到此效果。由于在基板底面与空气之间的界面处的反射，对于基于厚度约为250μm或更小的较薄基板的saw滤波器实际上也可以观察到此效果。

这会在滤波器的通带之外造成所谓“拍击效应(rattleeffect)”，降低滤波器装置的性能，尤其是带外抑制(out-bandrejection)。已尝试多种方法来解决这些虚共振，例如在de102017108483中，通过在界面添加额外的层体来减少反射，或者如在us2017/0104470中，通过调整遍及换能器的不同部分上的换能器结构的电极节距。但是这样的方法给saw滤波器装置带来了制造约束和限制。

因此，仍然需要改善位于复合基板上的saw滤波器的性能。

本发明的目的在于通过提供一种设置于复合基板上且具有改善的参数的表面声波滤波器装置以克服上述所提到的缺点。

本发明的目的可通过一种用于表面声波装置的换能器结构来实现，所述换能器结构形成于声波传播基板上，所述换能器被调整以适于联接到电负载和/或电源，所述换能器结构包括：指叉梳状电极对，其形成于所述基板上，其中，所述指叉梳状电极对包括属于不同梳状电极且具有节距p的邻近电极元件，所述节距p被定义为两个邻近电极元件之间的边缘到边缘的电极元件距离，所述节距p满足由p＝λ/2给出的布拉格条件，λ为所述换能器的工作声波波长；其特征在于，所述指叉梳状电极对包括至少一个区域，在该区域中两个或更多个邻近电极元件属于同一梳状电极，同时彼此具有对应于所述节距p的边缘到边缘距离。换能器的工作声波波长λ对应于换能器结构的共振频率fr，即，fr＝v/2p＝v/λ，v为声波传播基板中的声波传播速度。可以在布拉格条件下在同步模式中使用换能器结构并修改换能器结构的至少一个区域，以便可以降低换能器结构的电声源密度而不修改换能器结构的特性特征。事实上，电声源由连接到交变/不同的电位的两个邻近的电极元件所限定。

因此，连接到相同电位的至少两个或更多个邻近的电极元件会导致装置中一个或更多个电声源的抑制。因此，产生并检测到的声波较少。因此可通过抑制换能器结构中一个或更多个电声源来控制换能器结构的声波的激发和检测效率，而不修改换能器结构的特性特征。此外，因为已知复合基板或薄块基板会导致saw滤波器装置的滤波器特性中的寄生模式，所以在换能器结构中通过抑制一个或更多个电声源使saw滤波器装置中存在的换能器结构的机电耦合系数ks²减小，会导致所存在或检测到的这些寄生模式的减少。这里，考虑总体换能器长度以及换能器结构的电极元件数量，可以将换能器结构中的机电耦合系数ks²减小与电声源密度成比例的倍数。

根据本发明的变型，换能器结构可以包含形成于所述基板上的指叉梳状电极对，其中，所述指叉梳状电极对包括属于不同梳状电极且具有节距p的邻近电极元件，所述节距p被定义为两个邻近电极元件之间的边缘到边缘的电极元件距离，所述节距p满足由p＝λ/2给出的布拉格条件，λ为所述换能器的工作声波波长，并且其中，所述电极元件都具有相同的几何形状；其特征在于，所述指叉梳状电极对包括至少一个区域，在该区域中两个或更多个邻近电极元件属于同一梳状电极，同时彼此具有对应于所述节距p的边缘到边缘距离并且具有相同的几何形状。在一个变型中，所有的电极元件具有相同的几何形状。

同样在这些变型中，可以在布拉格条件下在同步模式中使用换能器结构并修改换能器结构的至少一个区域，以降低换能器结构的电声源密度。因此可以通过抑制换能器结构中一个或更多个电声源来控制换能器结构的声波的激发和检测效率。此外，考虑总体换能器长度以及换能器结构的电极数量，可以将换能器结构中的机电耦合系数ks²减小与电声源密度成比例的倍数。因此，可以减少存在的或至少检测到的由于换能器结构中的基板中反射的电声波而造成的寄生模式。

根据本发明的变型，所述换能器结构包括多个区域，所述多个区域具有属于同一梳状电极的两个或更多个电极元件。从而在换能器结构中增加了电声源的抑制，并且使得能够进一步减小换能器的机电耦合系数ks²。因此，也可以减少存在的或至少由换能器结构检测到的由于基板中反射的电声波而造成的寄生模式。

根据本发明的变型，所述电极元件为电极指或叉状指，所述叉状指包括处于相同电位的两个或更多个相邻电极指。从而可以将电声源的抑制用于各种类型的换能器结构，不只用于单一电极换能器结构，而且也可用于例如双指电极换能器。

根据本发明的变型，具有属于同一梳状电极的两个或更多个邻近电极元件的区域不是周期性分布的，特别是随机分布的。因此，电声源的抑制和电声波的激发不会以周期性的方式实现。以非周期性的方式分布区域的另一个积极效果是减少或甚至抑制由换能器结构产生的次谐波效应(sub-harmoniceffect)。

根据本发明的变型，具有属于同一梳状电极的两个或更多个邻近电极元件的所述至少一个区域(特别是所述至少一个区域中的各区域)包括偶数个(特别是仅两个)属于同一梳状电极的邻近电极元件。在换能器结构中使偶数个邻近的电极指连接到相同电位实际上会导致电声源的抑制以及换能器结构内所产生的表面声波的相位变化π。因此可以进一步减小换能器结构的机电耦合系数ks²。在只有两个电极指连接到相同电位的特定情况下，仅发生换能器结构内所产生的表面声波的相位变化π，导致机电耦合系数ks²减小，特别是这里机电耦合系数ks²减小两倍。此想法为通过结合从连接到同一梳状电极的两个电极指的各侧朝向换能器发射能量来制造相消干涉(destructiveinterference)，而朝向换能器外部发射的能量实际上将会产生并由反射镜反射。然后，这将会使换能器效率降低两倍。

根据本发明的变型，具有属于同一梳状电极的两个或更多个邻近电极元件的至少一个区域(特别是所述至少一个区域中的各区域)包括奇数个(特别是仅三个)属于同一梳状电极的邻近电极元件。具有奇数个属于同一梳状电极的邻近的电极元件会导致换能器结构内一个或更多个电声源的抑制，导致换能器的机电耦合系数ks²减小。由于连接到相同电位的至少两个邻近电极指导致装置中一个或更多个电声源的抑制，因此产生并检测到的声波较少。因此，可以通过抑制换能器结构中一个或更多个电声源来控制换能器结构的声波的激发和检测效率。此外，由于已知复合基板或薄块基板会导致saw滤波器装置的滤波器特性中的寄生模式，因此通过抑制换能器结构中的一个或更多个电声源使saw滤波器装置中存在的换能器结构的机电耦合系数ks²减小，应会导致所存在或检测到的这些寄生模式的减少。这里，考虑总体换能器长度以及换能器结构的电极数量，可以将换能器结构中的机电耦合系数ks²减小与电声源密度成比例的倍数。

根据本发明的变型，属于同一梳状电极的邻近电极元件的数量在具有属于同一梳状电极的两个或更多个邻近电极元件的至少两个区域当中是不同的。因此，在换能器的设计中具有进一步的自由度，特别是进一步减少换能器结构的机电耦合系数ks²。换能器结构的机电耦合系数ks²的减小使得可以减少存在的或至少检测到的由于换能器结构中的基板中反射的电声波而造成的寄生模式。

根据本发明的变型，在两个梳状电极上都设置有具有属于同一梳状电极的邻近电极元件的区域。这将进一步提升根据需要定制换能器结构的可能性。

根据本发明的变型，表面声波滤波器装置的基板可以为复合基板，所述复合基板至少包括第一材料的基底基板以及压电材料的顶层，所述压电材料特别是litao3(特别是具有根据标准ieee1949std-176定义为的晶向的litao3，其中，更特别是具有42°y切(cut)、x传播、根据标准ieee1949std-176定义为(yxi)/42°切的litao3)。因此，可以获得结合了具有温度稳定性的材料的复合基板，这使得可以进一步提升saw装置的性能并提供额外的设计灵活性。此外，用于基板的材料有大量的选择，即，可以选择具有高声波传播速度的基板材料。

根据本发明的变型，基底基板包含硅。基底基板可以进一步包含富阱层(trap-richlayer)，该富阱层靠近压电材料的顶层，所述富阱层改善基底基板的隔离性能并可以由多晶材料、非晶材料或多孔性材料(举例来说，诸如多晶硅、非晶硅或多孔硅)中的至少一种形成，但本发明不限于这些材料。

为了在硅上转移压电层，可以使用如smartcut^tm的批量生产的方法，smartcut^tm在压电源基板中使用离子注入来限定要转移的层体，将源基板附接到硅基板并通过热处理或机械处理来转移该层体。另一选择是将压电源基板组装到基底基板上，并且随后进行压电源基板的薄化，特别是使用化学处理和/或机械处理。作为替代，可以使用如金刚石、蓝宝石或碳化硅的基底基板。

根据本发明的变型，形成于基底基板上的压电层的厚度可以大于一个波长，特别是大于20μm。由于层体的厚度影响装置的使用频率，因此有可能调整使厚度适应所需的频率范围，并且例如将saw装置应用于过滤高频。

根据本发明的变型，所述基底基板的材料和所述压电材料具有不同的频率温度系数(tcf)，特别是相反的频率温度系数(tcf)。在标准压电基板中高tcf会导致通带波长的偏移并导致滤波器装置的不稳定。通过在复合基板中的基底基板和压电层之间选择相反的tcf，可以改善换能器随着温度变化的表现。

根据本发明的变型，所述基底基板的材料的热膨胀性比所述压电材料的热膨胀性小，特别是，小十倍，更特别是，小不止十倍。因此，复合基板中的基底基板可以加强复合基板的总体热膨胀，使装置的tcf减少。这可以改善换能器随着温度变化的表现。

本发明的目的也可利用一种表面声波滤波器装置来实现，所述表面声波滤波器装置包含声波传播基板以及至少一个如上所述的换能器结构。因此，saw滤波器装置包含换能器结构，其中在不脱离布拉格条件(braggcondition)的情况下，控制该换能器结构中活跃电声源的量并因此控制该换能器结构的机电耦合系数ks²。

特别是，saw滤波器装置的至少一个换能器结构可包含具有一个或更多个如上所述的特征的换能器结构。因此，saw滤波器装置包含这样的换能器结构：其允许通过抑制其结构中的电声源来控制其机电耦合系数ks²。换能器结构中的电声源的抑制进而导致saw滤波器装置的通带外的寄生信号减少并且使随温度变化的滤波器特性更稳定。

根据本发明的变型，所述表面声波滤波器装置中的各个换能器结构具有相同的配置。此特征对于阻抗元件滤波器特别关键，阻抗元件滤波器需要所有元件以彼此相似的方式表现以优化滤波器的形状及其带外抑制。

根据本发明的变型，所述saw滤波器装置的滤波器通带比给定模式基板耦合能达到的最大通带窄，特别是在(100)硅上的litao3(yxi)/42°的情况下，所述滤波器的通带介于0.1％至2％之间。saw滤波器装置的滤波器通带可根据电声源抑制区域的量以及它们在至少一个换能器结构中的非周期或随机排列来调节。

由于滤波器通带宽度δf与机电耦合系数ks²相关，因此可以通过改变机电耦合系数ks²来改变并控制saw滤波器装置的通带，而不修改换能器结构的结构特征(即，电极元件的形状，例如电极指的宽度、电极节距等)。因此，在不修改制造工艺的情况下，通过简单调整被抑制的电声源的量和排列，可以调整滤波器的特性。结论是，从给定值开始控制机电耦合允许解决各种滤波器带宽而不会降低诸如抑制(rejection)、频带中相位线性(phaselinearityintheband)、插入损耗(insertionloss)等其他滤波器特征。

参照以下叙述并结合附图可以理解本发明，其中附图标记标识本发明的特征。

图1a示出了根据现有技术的用于表面声波装置的叉指换能器结构。

图1b示出了根据现有技术的位于复合基板上的图1a的叉指换能器结构的侧视图，并且还例示了在此结构中生成并反射的声波。

图2示意性地例示了根据本发明的第一实施方式的用于表面声波装置的叉指换能器结构。

图3示意性地例示了根据本发明的第二实施方式的用于表面声波装置的叉指换能器结构。

图4示出了根据本发明的第三实施方式的用于表面声波装置的叉指换能器结构。

图5a示出了包含六个并联共振器和六个串联共振器的作为阶梯式滤波器装置的saw滤波器装置的实际示例，作为表面声波滤波器装置的示例。

图5b示出了根据本发明的第四实施方式的用于图5a的表面声波装置的叉指换能器结构的实际示例。

图5c示出了根据本发明的第四实施方式的机电耦合系数ks²随图5b的叉指换能器结构内连接的电极指数量的变化的图。

图5d例示了使用图5b的换能器结构的图5a的saw滤波器装置的saw滤波器装置特性。

图5e例示了根据本发明的第四实施方式的具有根据图5b的换能器结构的图5a的saw滤波器装置的特性在有非周期性电声源抑制和无非周期性电声源抑制的情况下的模拟。

在图1a中，示出了根据现有技术的换能器结构100。换能器结构100包含相对的指叉梳状电极102和104，指叉梳状电极102和104中的每一个分别具有多个电极指106和108，这些电极指106和108从相应的导电部110和112延伸并且彼此交叉呈指叉状。电极102和104与导电部110和112由任何合适的导电金属形成，例如铝或铝合金。

值得注意的是，换能器通常具有比图1所描绘更多数量的电极指。在附图中，实际电极指的数量已大大减少，以便更清楚地描绘总体概念。

电负载114被例示为联接在电极102和104之间。但应理解的是，也可以在电极102和104之间联接电压源(sourcepotential)114，这取决于是利用换能器100在基板116中激发表面声波还是将所接收的表面声波转换为电信号，或两者皆有。

换能器结构100在电场方向上(即，电场方向意味着垂直于电极102和104的指状物106、108的延伸方向y)激发表面声波，如图1中箭头e所示。换能器结构100可视为与有效施加电场的区域相对应的电声源的总和。当换能器结构在其各个边缘上(意味着既在+x方向也在-x方向)发射能量时，电声源被认为位于与其邻近的电极指相比具有不同电位的任何电极指之间。这导致电声源由一对极性相反的邻近电极指所定义。因此，电声源118例如存在于处于交变电位+v/-v的电极指106_1和电极指108_1之间，但也有电声源120存在于处于交变电位-v/+v的电极指108_1和电极指106_2之间。因此，图1的整个换能器结构中，存在五个电声源118和五个电声源120。电声源118或电声源120的空间区域由电极间距离a(沿表面声波的传播方向x)以及邻近电极指106和电极指108(例如图1中的邻近的电极指106_1和电极指108_1)之间的交叠部分b(沿横向方向y)限定。

换能器结构100的利用频率(frequencyofutilisation)被定义为fr＝v/2p，v为声波速度，并且p为换能器结构100的电极节距，如图1所示。换能器的电极节距p也可以选为λ/2，λ为表面声波的工作波长。因此，电极节距p定义出换能器结构的利用频率。电极节距p也对应于来自相对梳状电极102和104的两个邻近电极指之间(例如，108_2和106_3之间)的边缘到边缘的电极指距离。在此情况下，波长λ因此被定义为来自同一梳状电极102或104的两个邻近电极指之间(例如，106_2和106_3之间)的边缘到边缘的电极指距离。

指叉状电极指106和108通常都具有基本上相同的长度l、宽度w以及厚度t。

指叉状电极指106、108处于交变电位，其中指叉状电极指106、108的交变电位可以为极性相反的电位，也就是说+v和-v，或作为接地(mass)和负载/源电位vin(未示出)。

换能器结构100产生的波的传播特性包含传播速度、机电耦合系数ks²和频率温度系数(tcf)等。传播速度影响换能器的节距p和所需的装置频率之间的关系。此外，对于滤波器装置的应用，特别是阶梯式滤波装置(ladderfilder-typedevice)，考虑经验关系式δf/f～(2/3)ks²(δf对应于滤波器频率的通带宽度，fr为换能器结构的共振频率)，滤波器的带宽δf与机电耦合系数ks²成比例。tcf与滤波器中温度对频率变化的影响相关联。

图1b以侧视图示出了与图1a中相同的换能器结构100，其示出分别来自指叉梳状电极102和104(未示出)的多个电极指106、108。设置有换能器结构100的基板116是复合基板116。

复合基板116包含形成于基底基板124的顶部上的特定厚度的压电材料层122。通过示例方式描述的本文的压电层122可以是铌酸锂(linbo3)或钽酸锂(litao3)。

压电材料层118可以通过直接接合的方式(例如，使用smartcut^tm层转移技术)附接到基底基板124。在一种变型中，薄的sio2层(未示出)可被设置于压电层122和基底基板124之间以改善附接。直接接合之前可以添加进一步的处理步骤，诸如对随后形成于压电层122和基底基板124之间的界面126上的压电层122的一侧和/或基底基板124的一侧进行抛光。

组合了强耦合性(从1％到25％甚至更多)以及温度稳定性(由于组合了具有不同频率温度系数(tcf)和高声波传播速度的材料而造成)的复合基板116将提升saw装置的性能。

如图1a，换能器结构100具有电极节距p。指叉状电极指106和108都具有基本相同的长度l、宽度w以及厚度t。此外，工作频率fr由v/2p给出的相位一致条件固定，v为声波在指叉状电极下方行进的速度，p为换能器结构100的电极节距。在此情况下，换能器被称为以工作频率fr在同步模式下工作，其中换能器结构中的所有激发声波是相干且同相的。

传播于电极栅下的电声波对表面处的电气和机械的边界条件是敏感的。在电极的边缘，阻抗(此处为电气和机械的)中断，造成部分的传递能量反射。当所有初步反射(即，在各电极下的反射)同相时，波完全被反射并因此被栅阻挡。这种现象(称为布拉格条件)出现于称为“阻带(stopbands)”的频率范围内。当λ＝2pn时(λ为换能器的工作波长，p为电极节距，n为整数)，波的反射之间存在相长干涉(constructiveinterference)，也称为相位相干(phasecoherence)。换能器的工作波长λ与先前定义的工作频率fr相关，即fr,＝v/2p＝v/λ。

在布拉格条件下，布拉格频率定义为λ＝2p(n＝1)。此类型的换能器结构也被称为每波长两指的结构(twofingerperwavelengthstructure)且以布拉格频率共振于“阻带”内。换能器100正是此类型的换能器之一。这些结构对应于交变电位+v、-v、+v、-v...处的电激发且使得能够产生共振腔。

指叉状电极指106、108处于交变电位，其中指叉状电极指106、108的交变电位可以为极性相反的电位，也就是如图1b所示的+v和-v，或处于接地和负载/源电位vin(未示出)。如图1b所示，电极指106_1处于+v电位，而其邻近的电极指108_1处于-v电位。

同样，换能器结构100可视为与有效施加电场的区域相对应的电声源118和电声源120的总和。这导致电声源118、120由一对处于交变电位的邻近电极指(例如，分别为电极指106_1和108_1或者108_1和106_2)所限定。其空间区域由电极指间距离a(沿传播方向x)以及两个邻近电极指106和电极指108(即，图1a和图1b中所示的106_1和108_1或者108_1和106_2)之间的重叠部分b(沿横向方向)限定。

当电负载114联接于电极102、104之间时，表面声波128在复合基板116中被激发，并在垂直于电极指106、104的方向的方向x上传播。换能器结构100产生的体声波130也被发射到复合基板116中，并在压电层122和基底基板124之间的接合界面126处被反射。这些反射波132然后被换能器结构100再吸收并导致由换能器结构100所产生的虚共振(spuriousresonance)响应。这些反射声波132在相位上相干，因为换能器结构在同步模式下工作，意味着声波的检测和生成在整个换能器结构中是同步的。

这些体声波128在电声源118和120处生成，与压电层122的表面成角度α。通过扩展使用叉指换能器激发的体波的众所周知的行为，体声波128的有效速度v取决于压电层122和换能器结构100的电极节距p，如下述文献中所描述：d.lee,“excitationanddetectionofsurfaceskimmingbulkwavesonrotatedy-cutquartz”,ieeetransactionsonsonicsandultrasonics,vol.su-27,n°1,pp.22-30,1980以及r.f.milsorn,n.h.c.reilly,andm.redwood,“analysisofgenerationanddetectionofsurfaceandbulkacousticwavesbyinterdigitaltransducers,”ieeetransactionsonsonicsandultrasonics,vol.su-24,pp.147-166,1977。

当等效传播速度超过所谓“表面掠射体波(surface-skimming-bulk-wave，ssbw)”限制(指示基板能够引导波进入压电层的最大速度)时，部分体声波132不会在界面126处反射而是以辐射的方式更深入地传播至基底基板124中。

图2示出了根据本发明的第一实施方式的用于表面声波装置的叉指换能器结构200。叉指换能器结构200包含指叉梳状电极对202和204，指叉梳状电极202和204各包含多个电极元件206和208，且形成于基板210上。

在此实施方式中，电极元件206和208具有指状物206、208的形状。在实施方式的变型中，电极元件也可以具有这样的叉状指206、208：叉状指206、208各包含属于同一梳状电极的两个或更多个直接相邻的电极指。

复合基板210包含形成于基底基板214的顶部上的特定厚度的压电材料层212。通过示例方式描述的本文的压电层122可以是铌酸锂(linbo3)，特别是具有根据标准ieee1949std-176定义为(其中，或或)和(yxt)/ψ(其中，85°<ψ<95°)以及(φ＝90°、且0°<ψ<45°)晶向的linbo3；或钽酸锂(litao3)，特别是具有根据标准ieee1949std-176定义为(其中，)晶向的litao3，更特别是具有42°y切、x传播、根据标准ieee1949std-176定义为(yxl)/42°切的litao3。

形成于基底基板214上的压电层212的厚度可以大于一个波长，特别是大于20μm。由于层的厚度影响装置的使用频率，因此有可能调整使厚度适应所需的频率范围。在此情况下，换能器可以用于过滤高频的saw装置中。事实上，考虑4000m/s的波速，对于在100mhz至5ghz之间变化的频率而言，顶层最小厚度将在40μm至1μm的范围内变化。厚度上限与压电层212和基底基板214的厚度之比有关。基底基板214的厚度必须大于压电层212的厚度，以将其热膨胀施加到压电层212以及降低换能器对温度变化的敏感度。一个较佳的情况与基底基板的厚度比压电层212的厚度大至少十倍相对应。

用于本发明的第一实施方式的基底基板214为硅基板。因为si的温度膨胀系数约为2.6ppm/℃，而42°xylitao3(根据标准ieee1949std-176记为(yxl)/42°)的温度膨胀系数约为16ppm/℃，因此saw装置上的组合温度膨胀系数大致上介于2.6至16ppm/℃的范围内，这取决于压电层212的厚度和接合界面216处的应力水平。有效降低复合基板210的温度膨胀系数可导致换能器200的频率温度系数(tcf)的降低。

如上所述，通过将不同材料用于基底基板214，可提升设计上的灵活性。除了硅，可以选择其他具有高声波传播速度的基板材料，例如金刚石、蓝宝石、碳化硅或甚至是氮化铝，更一般地，任何呈现等于或大于4500m/s的慢剪体波(slowshearbulkwave)速度的材料。同样，具有比硅小的热膨胀性的材料(例如，一些非晶型石英组成物、或耐火玻璃(pyrexglass)、或云母或碳化硅)可以有利地用于控制所得滤波器的tcf。

指叉梳状电极对202和204包含多个电极指206和208。电极指(例如，分别为206_1、208_1至206_4、208_4以及208_5、206_7至208_8、206_10)为指叉状且经由它们的梳状电极202和204连接到交变电位。交变电位可以如所示为+v和-v或在变型例中为接地和负载/源电位。电极指为金属并都具有相同的长度l、宽度w及厚度t。此外，将电极节距p(定义为λ/2)用于换能器结构200。

根据本发明的变型，电极指206、208也可以具有不同的长度l、宽度w及厚度t。

换能器结构200还包含区域218，该区域218中两个邻近电极指208_4和208_5连接到相同电位，在此为+v，且其之间并没有任何来自相对的指叉梳状电极202的电极指206。两个邻近电极指208_4和208_5也可以连接到-v，或接地，或连接到负载/源电位vin(未示出)。

在电极元件206、208由处于相同电位的两个或更多个相邻指状物的叉状指206、208表示的变型中，连接到相同电位的两个邻近电极元件206、208可以指叉状指206的连接到叉状指208的相同电位的所有指状物。但也可以为叉状指206的至少一个电极指连接到叉状指208的相同电位。

图2中，区域218实际上设置于换能器结构的中间，使得区域218的各侧(左侧和右侧)上存在八个电极指、或四个电极指对。在该实施方式的变型中，区域218可设置在换能器结构中的不同位置处，使得电极指对在区域218的任一侧上不均匀分布。区域218也可以设置于换能器结构200的任一末端上。

如上所述，电极指206_1、208_1至206_4、208_4以及电极指208_5、206_5至208_8、206_8为指叉状并具有交变电位。实际上可以看到由于区域218的存在，在区域218的左侧上，指叉状电极指206_1、208_1至206_4、208_4分别处于交变电位-v/+v，而在区域218的右侧上，指叉状电极指208_5、206_5至208_8、206_8分别处于交变电位+v/-v。

如上述所解释，连接在交变电位处的邻近电极指对定义了电声源。举例来说，图2中，处于交变电位-v/+v的邻近指叉状电极指206_1和208_1定义了电声源220。而处于交变电位+v/-v的邻近指叉状电极指208_1和206_2也定义了电声源222。因此邻近指叉状电极指对206_2、208_2至206_4、208_4也各定义了电声源220，并且相应地，邻近指叉状电极指对208_2、206_3和208_3、206_4也各定义了电声源220。特别是，此处，在区域218的左侧存在四个活跃电声源220以及三个活跃电声源222，总共为八个指叉状电极指206_1、208_1至206_4、208_4。

在区域218的右侧，连接在交变电位+v/-v处的邻近指叉状电极指对(例如208_5和206_5)也定义了电声源222，并且处于交变电位-v/+v的邻近指叉状电极指对206_5和208_6定义了电声源220。在区域218的右侧存在四个活跃电声源222以及三个活跃电声源220，总共为八个指叉状电极指208_5、206_5至208_8、206_8。但此处，区域218左侧的电声源220、222与区域218右侧的电声源222、220为相反的相位，特别是相差π。

然而，由于电极节距p被定义为λ/2，这表示换能器结构在布拉格条件下以同步模式工作。因此，区域218左侧的多个电声源220、222均彼此同相且相干，而区域218右侧的多个电声源222、220均彼此同相且相干。

在区域218中，两个邻近的电极指208_4和208_5之间没有电声源220或222的存在，因它们都连接到同一电位。

根据一个变型，第一指叉梳状电极206和第二指叉梳状电极208之间的电位极性可以交换。或者在一个梳状电极上接地而在另一梳状电极上连接到负载/源电位vin。

由于换能器结构200中存在第二区域218，区域218左侧的电声源与区域218右侧的电声源为相反的相位，因此换能器内电声源的相位以π反转。因此，通过组合从连接到同一梳状电极的两个电极指的每一侧向换能器发射的能量，在换能器中的电声源之间产生了相消干涉，而向换能器外部发射的能量实际上将会被产生并被位于saw装置中换能器结构的任一侧的反射镜反射。

因此，相比于相同尺寸的现有技术换能器结构(其中所有电极指处于交变电位，如图1所示)，换能器结构200中存在的相干且同相的电声源的量减少。结果，减少了换能器结构中的机电耦合系数ks²。

这里，在此特定实施方式中，由于区域218位于换能器结构200的中间，因此换能器结构200中区域218的左侧和右侧具有完全相同数量的指叉状电极指206和208(即，八个)，从而产生了七个活跃电声源。这里，换能器结构200中的机电耦合系数ks²减小两倍。同样，通过组合从连接到同一梳状电极的两个电极指的每一侧向换能器发射的能量，在换能器结构中的电声源之间产生了相消干涉，而向换能器外部发射的能量实际上将会被产生并由反射镜反射。因此，换能器效率降低了两倍。

此外，相比于现有技术情况，在复合基板212的界面216处反射的模式的相位相干的可能性也被改变。如果在换能器结构内相位偏移，则不会有机会检测到不符合相位匹配条件的波。因此，减少了检测到的从界面216反射的声波，这又将导致在不希望的频率处的寄生共振的减少，所述寄生共振是由于基于换能器结构200的saw装置的滤波器表现中的这些反射而产生。

因此，根据本发明在换能器结构200中产生和/或检测到的声波由换能器结构200中存在的同相的电声源的量来控制。通过使两个邻近电极指连接到相同电位导致结构内相位变化π，这对换能器结构抑制寄生模式的效率有正面影响。不需要改变换能器的尺寸(诸如，宽度或长度或电极指的电极间距离)，这些会影响此结构的制造技术，并且可能显著降低利用上述换能器结构的共振器的共振质量。

根据第一实施方式的变型，在换能器结构中可以存在不止一个区域218，因此增加了换能器结构中被抑制的电声源的数量，从而进一步减小了机电耦合系数ks²。这是控制滤波器带宽的有效方式，从而为解决各种滤波器频带提供了更大的自由度。

图3示意性地表示根据第二实施方式的换能器结构300。相比于第一实施方式，与第一实施方式的换能器结构200的指叉梳状电极202和204相比，换能器结构300的指叉梳状电极对302和304具有不同的布置。在此实施方式中，具有连接到梳状电极304的相邻电极元件的区域316具有三个相邻的电极元件308_4、308_5和308_6。

叉指换能器结构300包含指叉梳状电极对302和304，指叉梳状电极302和304各包含多个电极元件306和308，所述电极元件306和308形成于基板310上。

基板310与第一实施方式的基板210相同，因此其特征将不再详细描述，而是参照其上面的描述。

第二实施方式中的电极元件306和308具有与第一实施方式中类似的电极指306、308的形式。在一个变型中，电极元件也可以具有这样的叉状指306、308的形式：叉状指306、308各包含连接到其相应梳状电极的两个或更多个直接相邻的电极指。

如同第一实施方式，换能器结构300的所有电极指306和308为金属并都具有相同的长度l、宽度w及厚度t。

同样地，根据第二实施方式的变型，电极元件306、308也可以在尺寸上做改变，具有不同的长度l、宽度w及厚度t。

处于交变电位-v/+v的邻近指叉状电极指306_1和308_1形成电声源312，如同第一实施方式中的电声源220，并且处于交变电位+v/-v的邻近指叉状电极指308_1和306_2形成电声源314，如同第一实施方式中的电声源222。同样，邻近指叉状电极指对306_2、308_2至306_4、308_4，以及306_5、308_7至306_7、308_9各自形成电声源312，而邻近指叉状电极指对308_2、306_3和308_3、306_4，以及308_6、306_5至308_8、306_7各自形成电声源314。代替交变电位-v和+v，一个梳状电极可以接地，或者梳状电极可以连接到负载/源电位vin(未示出)。

换能器结构由其节距p1所限定，p1被定义为来自相对梳状电极302和304的两个邻近电极指之间(例如，306_2和308_2之间)的边缘到边缘的电极指距离。根据第二实施方式的换能器结构300也在布拉格共振条件(如λ1＝2p1)下工作，如同本发明的第一实施方式。因此，由于换能器结构300在同步模式下工作，换能器结构300中存在的所有电声源312为同相且相干。

与第一实施方式不同的是，换能器结构300包含区域316，区域316具有处于相同电位+v的三个邻近电极指308_4至308_6，同时在这些邻近电极指之间没有任何来自相对的指叉梳状电极302的电极指306。根据变型，三个邻近电极指308_4至308_6也可以连接至-v，或接地，或连接到负载/源电位vin(未示出)。

在区域316中，通过连接处于相同电位+v的三个邻近电极指308_4至308_6，同时在这些邻近电极指之间没有来自相对电极302的电极指306，电声源312在区域316中被抑制。

然而，由于区域316中电位为+v的电极指308_4位于电位为-v的电极指306_4的旁边，因此电声源318将会存在于这两个邻近电极指308_4和306_4之间，所述区域316由节距p2所限定，如图3所示。节距p2实际上大于换能器结构的节距p1。

在该实施方式的变型中，区域316可以设置于换能器结构300中的另一位置处。区域316也可以设置于换能器结构300的任一末端上。

换能器结构300中的区域316导致电极节距p2，节距p2不同于换能器结构300中其余部分的电极节距p1。电极节距p1定义了换能器结构的共振频率，而区域316的节距p2控制换能器结构300的耦合强度。节距p2给出波长λ2，λ2被定义为来自同一梳状电极302或304的两个邻近电极指之间(例如，这里为306_4和306_5之间)的边缘到边缘的电极指距离。由于已经在区域316中抑制了电声源，因此可以说，与每个电极指均为活跃的现有技术配置相比，减少了区域316中的活跃电极指308的数量。当电极指与相对的梳状电极的另一电极指形成电声源时，该电极指被定义为活跃的。

在所示的换能器结构300的情况下，机电耦合系数ks²相比于图1所示的现有技术的换能器结构的机电耦合系数ks²减小，这是由于区域314导致换能器结构中存在节距p2，p2大于换能器结构300中其余部分的节距p1。如前所述，较大的节距p2与较长的波长λ2相关，因此与降低的共振频率fr2和减小的机电耦合系数ks²相关，δf/f～(2/3)ks²。

在区域316中，产生具有波长λ1和波长λ2因此具有共振频率fr1和fr2的电声波。与具有如图1所示的交替电极的换能器结构相比，这对应于在较低频率fr2下的相干模式的出现，称为次谐波(sub-harmonics)。此外，由于源的抑制，与所有电极指都为活跃的现有技术的换能器结构(例如，在结构中形成源并具有相同量的电极指)相比，产生更少处于fr1的电声波。

如第一实施方式，在换能器结构300中，由电声源312和314共振频率fr1处产生的电声波被发射到复合基板310中并在压电层212和基底基板210之间的接合界面216处被反射。但在换能器结构300中，这些反射声波中的一部分实际上将不会在换能器结构300的区域316中被再吸收。此外，由电声源318以共振频率fr2产生的电声波不与由电声源312和314产生的其余电声波同步，使得它们的反射部分也不会被换能器结构300的其余部分再吸收。

因换能器结构300的区域316中的源的抑制，产生较少频率为fr1(由fr1＝v/p1给出)的声波，且由换能器结构300所产生的较少反射声波将会被换能器结构300再吸收，因而当此换能器结构用于saw滤波器装置时将会观察到较少来自此换能器结构的寄生效应。

由于反射声波分布在多个(例如，大量的)频率上，例如这里为fr1和fr2，因此在换能器结构300中使用源抑制结构导致在换能器结构中所获得的反射声波的生成和检测到的减少，以减少反射声波的振幅和影响。这进而导致此换能器结构的寄生共振减少。

图4示意性第例示了根据本发明的第三实施方式的换能器结构400。

换能器结构400包含位于基板410上、具有多个电极元件406和408的指叉梳状电极对402和404，与第二实施方式相比，换能器结构400具有多个区域316，这是相对于第二实施方式的唯一区别。区域316的排列是非周期性的。所有其他特征都相同并因此不再详细描述，而是参照它们的上述描述。

如同第一实施方式和第二实施方式，电极元件406和408为电极指或叉状指406和408。

基板410具有与第一实施方式和第二实施方式的基板206或310相同的性质。

换能器结构400包含多个电极指406_1至406_3和408_1至408_3，其中如同第一实施方式和第二实施方式，指叉状电极指对406_1、408_1至406_3、408_3具有交变电位。可以看出，如同第一实施方式和第二实施方式，换能器结构400中存在多个电声源414和416，多个电声源414和416分别由一对处于交变电位-v/+v或+v/-v的邻近的电极指(例如，406_1和408_1以及408_1和406_2)所限定。

不像第一实施方式和第二实施方式，换能器结构400包含具有电极指406、408的两个区域416(416_1、416_2)，使得梳状电极404具有处于相同电位+v的三个邻近电极指408_4至408_6和408_9至408_112，而没有任何来自相对的指叉梳状电极402的电极指406介于其间。三个邻近电极指408_4至408_6和408_9至408_11也可以连接至-v，或接地，或连接到负载/源电位vin(未示出)。

因此，如第二实施方式，通过连接处于相同电位-v的三个邻近电极指408_4至408_6和408_9至408_11，而没有来自相对的电极402的电极指406介于其间，在各区域416中电声源受到抑制。

然而，如第二实施方式，电声源418将存在于邻近电极指406_4和408_4以及408_6和406_5之间，但由节距p2所限定，如图4所示。节距p2实际上大于换能器结构400的节距p1。并且对于区域416_2，电声源418将存在于邻近电极指406_7和408_9之间以及408_11和406_8之间，电声源418也由节距p2所限定。

在该变型中，区域416_1和416_2具有处于相同电位的(即，三个)邻近电极指的相同配置。根据其他变型，处于相同电位的邻近电极指的数量也可能彼此不同，例如通过使处于相同电位的多于三个电极指彼此相邻。这可导致机电耦合系数ks²大幅减小。

根据一个变型，第一指叉梳状电极402和第二指叉梳状电极404之间的电位极性可以交换，或者电位可以在一个梳状电极上接地而在另一梳状电极上连接到负载/源电位vin。

在此实施方式中，区域416为非周期性或沿着换能器结构400在传播方向x上随机分布。第二区域416_1与第二区域416_2分隔开三对指叉状电极指对。根据一个变型，区域416可以沿着换能器结构在传播方向x上彼此紧挨着地分布。

如同第二实施方式，相比于具有交替电极的换能器结构(如图1所示)，在换能器结构400中使用多个电声源抑制结构416导致在较低频率(在这里即fr2)下的相干模式的出现，称为次谐波。区域416沿着换能器结构400的非周期性或随机分布有助于降低低频下的相位相干，从而可以减少在使用此换能器结构的滤波器装置中观察到的拍击效应(rattleeffect)。

如同第二实施方式，由换能器结构400的电声源412、414和418所产生的电声波被发射至复合基板410中，并在压电层212和基底基板214之间的结合界面216处被反射。

由于换能器结构400中的源的抑制，电声源412、414产生较少频率为fr1(由fr1＝v/p1给出)的声波，并且将由换能器结构400再吸收较少的由换能器结构400所产生的反射声波，因而当此换能器结构用于saw滤波器装置时将会观察到较少的来自此换能器结构的寄生效应。

如同第一实施方式和第二实施方式，从电声源412、414产生的频率为f1的反射波将不会被由于换能器结构中的区域416而存在的电声源418再吸收。此外，在此实施方式中，如同第二实施方式，电声源418所产生的处于不同频率f2的反射波也不会或者较少被换能器结构400的电声源412、414再吸收。总而言之，由于反射声波分布在多个(例如，大量的)频率上，因此在换能器结构中400获得了生成和检测到的反射声波的减少，以便减少反射声波的振幅和影响。这进而导致此换能器结构的寄生共振减少。

在此实施方式中，换能器结构400中例示了两个区域416。根据一个变型，换能器结构400中可以存在多于两个区域416。如上所述，通过在复合基板410上制造的saw装置的换能器结构400中使用多个电声源区域抑制，saw装置的表面波传播特性可以基本上保持不变(例如，由电极节距p给出的共振频率)，而由于机电耦合系数ks²减小，寄生体波(parasiticbulkwave)的传播特性降低。

根据一个变型，也可以包含图2和图3中所示区域的组合，即，具有奇数个连接到同一梳状电极的邻近电极的一个或更多个区域以及具有偶数个连接到同一梳状电极的邻近电极的一个或更多个区域。

图5a示意性地例示了根据本发明的第四实施方式的saw滤波器装置500。saw滤波器装置500包含复合基板502和十二个共振器511至516和521至526。复合基板502包含基底基板和顶层且具有与前述实施方式中(例如，已经关于本发明的第一实施方式描述的具有基底基板214和顶层212的基板210)相同的性质，参照前述实施方式的描述。

在此实施方式中，saw滤波器装置500为包含并联和串联共振器的级联的阶梯滤波器。该滤波器的原理由级联阻抗元件单元构成，该滤波器根据级联阻抗元件单元的实际形状可以是所谓的l型、t型或p型。

根据一个变型，saw滤波器装置可以为另一类型的滤波器装置，例如，平衡桥型滤波器装置。实际上，可以考虑任何saw滤波器装置，只要它们包含根据第一至第三实施方式中的一个或实施方式的组合的共振器即可。

在此实施方式中，各共振器511至516和521至526包含换能器结构和两个反射器，换能器结构被设置于两个反射器之间。十二个换能器中的至少一个换能器可以根据如图2至图4所示的第一实施方式至第三实施方式的换能器结构200、300、400中的一个来实现。它们的特征不再详细描述，而是参照上述的描述。十二个换能器被设计成使得它们的机电耦合系数ks²基本上相同但它们的结构可以不同，特别是调整共振和反共振(antiresonance)频率以适当对滤波器响应进行成形，如下所述。

共振器511至516被并联设置，而共振器521至526被串联设置。

在此滤波器中，串联共振器521至526的共振与并联共振器511至516的反共振在带宽中心相匹配，以便确保中心频率附近的最大传输。在对应于并联共振器511至516的共振(相应地，串联共振器521至526的反共振)的频率处，传输几乎为零，这使得可以设计具有窄过渡带和强抑制的滤波函数。

如已经提到的，在现有技术的saw滤波器装置中，由换能器结构产生的电声波在压电层的体积中行进，且在与基底基板的界面处反射。这些反射波干扰saw装置的滤波器特性，导致在滤波器通带外的所谓“拍击效应”，因而降低装置的性能。

根据本发明的换能器结构和saw装置减少了产生的电声波的量，从而减少在压电层和基底基板之间的界面处反射的电声波的量。这可以通过移除电声源并减少换能器结构的机电耦合来实现。换能器结构的机电耦合的这种减少对应于在恒定的动态电容下换能器静态电容的人为增加(或反之亦然)。

此外，通过使用具有强机电耦合的压电材料(例如，具有介于0.92％至20％甚至更高的范围内的机电耦合系数的litao3或linbo3)，结合根据本发明的第一实施方式至第三实施方式中的一个的换能器结构200、300、400，与现有技术的换能器结构相比，在复合基板502上制造的saw滤波器装置500可以表现出更好的温度稳定性和改善的滤波器带通特性二者。特别是，可以实现相对滤波器带宽介于0.1％至2％之间的saw滤波器装置500。

图5b示意性地例示了换能器结构600的实际示例，该换能器结构600用作图5a中所示的saw装置500中的换能器517。

换能器结构600包含指叉梳状电极对602和604，指叉梳状电极602和604具有多个电极元件606和608，这里电极元件606和608为基板610上的指状物。

复合基板610为设置在硅的基底基板上的钽酸锂(litao3)层，该钽酸锂(litao3)层具有42°y切、x传播，按照标准ieee1949std-176也称为(yxl)/42°。litao3的厚度为20μm。

在换能器结构600中，元周期(meta-period)612可以定义为λ＝4λ＝8p，p为换能器结构600的电极节距。因此，总共十个电极指604、608存在于元周期612中。换能器结构600包含总共七个元周期612，但只有其中三个612_1、612_2和612_3被例示在图5b中。

换能器结构600的七个元周期各包含电声源的抑制，这是由于存在至少一个区域614，在每个区域614中具有连接到相同电位的多个电极指。该换能器结构示出了在其结构内非周期性配置的源抑制，因为图5b所示的元周期各包含不同的源抑制结构。

在元周期612_1中，区域614_1包含九个处于相同电位-v的电极指606_1至606_9，而没有任何来自相对的指叉梳状电极604的电极指608介于电极指606_1至606_9之间。在元周期612_1中，只有一个电声源616存在于连接在+v处的电极指608_1和连接在-v处的电极指606_1之间。

在元周期612_2中，两个区域614_2和614_3包含处于相同电位-v的六个电极指606_10至606_15和三个电极指606_16和606_18，而没有任何来自相对的指叉梳状电极604的电极指608介于电极指606_10至606_15之间以及介于电极指606_16至606_18之间。只有一个连接在+v处的电极指608_2存在于电极指606_15和606_16之间，使得两个电声源616和618存在于元周期612_2中。

在元周期612_3中，两个区域614_4和614_5分别包含处于相同电位-v的两个电极指606_19和606_20以及七个电极指606_21至606_27，而没有任何来自相对的指叉梳状电极604的电极指608介于电极指606_19和606_20之间以及介于电极指606_21至606_27之间。只有一个连接在+v处的电极指608_3存在于电极指606_20和606_21之间，使得两个电声源616和618存在于元周期612_3中。

相比于所有电极指都处于交变电位的换能器结构100(如图1所示)，在此实施方式中，如图5b所示的区域614_1至614_4的非周期性组合导致电声源的抑制，这进而导致机电耦合系数ks²减小。

图5c示出了在y轴上绘制的机电耦合系数ks²如何随着在x轴上绘制的所连接的电极指的数量(也称为换能器结构内的活跃电极指)而变化。针对对应于2、3和4的连接电极数量，绘制了机电耦合系数ks²的三个实验值，它们分别对应于机电耦合系数ks²值为0.014％、0.022％和0.03％。在图上绘制的直线对应于实验数据使用多项式方程式f(x)＝ax²+bx+c(％)的理论拟合。

可以看出对于换能器结构600，在元周期中存在的十个电极指中只有两个连接到交变电位的邻近电极指的情况下，可获得约为1.4％的机电耦合系数ks²。这对应于只具有一对连接到交变电位的邻近电极指的元周期。

当元周期中连接的电极指的数量增加时，可看到机电耦合系数ks²的增加为线性。对于元周期中连接到交变电位的五对电极指(对应于现有技术的换能器结构，如换能器结构100)，可获得3.8％的机电耦合系数ks²。

利用换能器结构600，获得具有0.65％o和0.4％的相对滤波器带宽以及小于6db的带宽损失的如图5a所示的saw滤波器装置。这在图5d中例示为相对于x轴的归一化频率追踪左侧y轴上的传递函数的模量(对应于粗黑线)，而在右侧y轴上绘制了以μs为单位的群延迟(对应于图5d中的细黑线)。

群延迟给出了通带内相位线性度的图像。举例来说，恒定值tg表示线性相位，这是滤波器的公认特征之一。此外，在使用如图5b所示的换能器结构600的saw滤波器装置500的情况下，可以达到具有-0.9至1ppm/k之间的一阶tcf(tcf1)以及30至36ppb/k之间的二阶tcf(tcf2)的温度敏感度。热敏感度由环境温度t0＝25℃附近的tcf1和tcf2表征。其表达式如下：

f＝f0×(1+tcf1(t-t0)+tcf2(t-t0)²)

该表达式对应于温度-频率相关性的多项式展开，该多项式对于标准装置上的saw通常限制为二阶。考虑传递函数的给定幅度/相位点、或反射系数、或滤波器的自导纳(selfadmittance)、互导纳(transadmittance)、自阻抗(selfimpedance)或互阻抗(transimpedance)的实验频率-温度测量结果，通过使用最佳拟合程序可以准确地获得tcf1和tcf2。

最后，在图5e中示出了在换能器结构600中无电声源抑制和有电声源抑制的情况下，具有图5b的换能器结构600的图5a的saw滤波器装置500的模拟的saw滤波器装置特性。在图5e中再次在左侧y轴上例示了相对于x轴的归一化频率的传递函数模量，而在右侧y轴上例示了群延迟。

在换能器结构的周期性配置的情况下，如现有技术(即，没有电声源抑制)，存在归一化频率0.825和1.25处的两个强寄生共振，这两个频率为saw滤波器装置的通带频率外的频率。

当执行电声源抑制的非周期性分布时，值0.825和1.25处的寄生共振消失。因此，通过消除相干次谐波源明显改善了带外抑制。这可以通过以下事实来解释：非周期性结构表现得更像单一周期结构而没有由于次谐波引起的任何扰动，因此使滤波器单一共振器工作更好，从而改善了总体滤波器响应。

如上所述，通过抑制saw滤波器装置所使用的换能器结构的一个或更多个区域中的电声源，可以减少在具有复合基板的saw滤波器装置中由反射体声波传播引起的寄生共振的影响，以这样的方式，saw装置的表面模式共振频率fr在整个换能器结构上保持相同或几乎相同，同时保持结构特征(即，电极指的宽度和厚度)在整个换能器结构上相同。

已经描述了本发明的多个实施方式。然而，应当理解，可以在不脱离所附权利要求的情况下进行各种修改和增强。