一种基于三频阻抗匹配的双通带功率放大器的制作方法

本发明涉及射频器件领域，具体涉及一种基于三频阻抗匹配的双通带功率放大器。

背景技术：

随着消费者的需求逐渐从简单的语音服务转向了包括图片和高清视频在内的多媒体和移动互联网服务，无线通信也正逐渐从传统的单频点通信转换为多模多频通信，但以前的无线通信系统却不能有效地解决多种无线通信标准并存，实现多模多频通信等问题。因此，为了满足多标准多模式的通信需求，无线射频发射机不仅要兼容各种现存的通信标准，而且要覆盖即将出现的通信标准。而射频功率放大器作为无线通信系统的核心设备，更加需要其能兼容多个通信频段，以实现系统升级长期可持续发展。于是新一代多频带融合架构的并发多波段无线系统应运而生，而对多波段射频功放的研究也成为了一大热点。

在射频前端中，放大器作为整个系统的核心，其不仅是耗能最高的模块，同时也是占空间最大的模块。因此，使用双模或多模放大器可避免设计额外的放大电路，从而大大减小尺寸。对于双通带功率放大器的设计方法有多种，目前第一种是通过对放大器输入输出阻抗特性进行分析，实现在两个工作频段的阻抗匹配；第二种设计方法是使用开关，比如微机电系统、pin开关二极管等。因为开关的引入使插入损耗增大，且不能设计为并发的双通带系统，这让开关的使用在双通带系统中受到限制；第三种方法是将功放和双通带滤波器单独设计，然后再结合起来，但电路的整体尺寸较大；第四种并发双通带放大器的实现方法是在单通带匹配网络后级联枝节负载线，使电路产生一个传输零点，从而使单通带匹配网络变为双通带，实现了双通带放大器；还有一种方法是将功放和双通带滤波器做融合设计，这种方法需要在双通带滤波器的基础上将其设计成相应的双频阻抗匹配电路。

现有的技术是利用双频阻抗匹配网络对两个不同的频段进行阻抗匹配来实现的，但这种设得到的双通带功率放大器的带间隔离度一般都很差。因此就产生了一些增加带间隔离度的方法，比如在电路中增加传输零点、或者接一个带阻滤波器等。但这些方法不仅使得电路结构比较复杂，而且会增加电路损耗，还会导致电路尺寸大幅度增加，从而使得制作和生产成本也随之增加。

本发明提供一种基于三频阻抗匹配的双通带功率放大器，能够解决前述问题。

技术实现要素：

本发明所要解决的技术问题是现有技术中存在的实现方法繁琐而且带间隔离度很差的技术问题。提供一种新的基于三频阻抗匹配的双通带功率放大器，该基于三频阻抗匹配的双通带功率放大器具有实现简单、带间隔离度好的特点。

为解决上述技术问题，采用的技术方案如下：

一种基于三频阻抗匹配的双通带功率放大器，所述基于三频阻抗匹配的双通带功率放大器的功放输入端连接双频阻抗匹配电路，功放输出端连接三频阻抗匹配电路；所述三频阻抗匹配电路的频率f1<频率f2<频率f3；所述频率f2处为阻抗失配；其中，f1和f3为双通带功率放大器所需的通带工作频率。

本发明的工作原理：本发明将三频阻抗匹配网络和功率放大器结合在一起，将中间频率做失配匹配，使三频阻抗匹配网络既可作双通带功率放大器的输出匹配网络，又可以让双通带功率放大器具有较好的带间隔离度。既有效的解决了传统方法存在的带间隔离度差、电路结构复杂的问题，又解决了功放外接双通带滤波器方法带来的电路尺寸大、成本高、电路损耗大的问题。本发明中，功放输入端采用常用的双频阻抗匹配电路，输出端则采用三频阻抗匹配电路，频率f2不能离f1和f3太靠近，并在频率f2处做隔离。

前述方案中，为优化，进一步地，所述频率f2为需要抑制的频率。可以对双通带之间不想要的频率进行针对性抑制，可以选择一些实际需要抑制的频率作为f2，使双通带功率放大器的设计更易于实现

进一步地，所述双通带功率放大器中，定义zo1为在频率f1下做负载牵引确定的最大效率输出阻抗，zo2为在频率f2下做负载牵引确定的最大效率输出阻抗，zo3为在频率f3下做负载牵引确定的最大效率输出阻抗；z1为在频率f1下需要匹配的阻抗，z2为在频率f2下需要匹配的阻抗，z3为在频率f3下需要匹配的阻抗；

zo1^*＝z1，当频率为f1时；

zo2<z2或zo2>z2，当频率为f2时；

zo3^*＝z3，当频率为f3时；

其中zo1^*为zo1的共轭阻抗，zo3^*为zo3的共轭阻抗。

进一步地，所述三频阻抗匹配电路包含ya部分电路和yb部分电路；ya部分电路由十字电路构成，用于将负载50ω匹配到复数阻抗z1的实部，复数阻抗z2的实部，复数阻抗z3的实部；yb部分电路用于补偿复数阻抗z1的虚部，补偿复数阻抗z2的虚部，补偿复数阻抗z3的虚部。

本发明的有益效果：本发明将三频阻抗匹配网络和功放结合在一起，将中间频率做失配匹配，使三频阻抗匹配网络既可作双通带功率放大器的输出匹配网络，又可以让双通带功率放大器具有较好的带间隔离度，从而简化了双通带功率放大器的设计流程。该方法还能选择需要抑制的频率作为中间频率进行失配匹配，以此抑制该频率信号。因此，本发明解决了传统双通带匹配电路的带间隔离度不好，基于射频开关的匹配电路插入损耗大，引入滤波器的匹配设计复杂，以及隔离度差的问题。

附图说明

下面结合附图和实施例对本发明进一步说明。

图1，实施例1中的双通带功放的设计原理框图。

图2，实施例1中的三频阻抗匹配电路示意图。

图3，实施例1中的双通带功率放大器电路原理图。

图4，实施例1中的双通带功率放大器的频率响应。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。

实施例1

本实施例提供一种基于三频阻抗匹配的双通带功率放大器，所述基于三频阻抗匹配的双通带功率放大器的功放输入端连接双频阻抗匹配电路，功放输出端连接三频阻抗匹配电路；所述三频阻抗匹配电路的频率f1<频率f2<频率f3；所述频率f2处为阻抗失配；其中，f1和f3为双通带功率放大器所需的通带工作频率。

本实施例将三频阻抗匹配网络和功率放大器结合在一起，将中间频率做失配匹配，使三频阻抗匹配网络既可作双通带功率放大器的输出匹配网络，又可以让双通带功率放大器具有较好的带间隔离度。既有效的解决了传统方法存在的带间隔离度差、电路结构复杂的问题，又解决了功放外接双通带滤波器方法带来的电路尺寸大、成本高、电路损耗大的问题。本发明中，功放输入端采用常用的双频阻抗匹配电路，输出端则采用三频阻抗匹配电路，频率f2不能离f1和f3太靠近，并在频率f2处做隔离。

在频率f1和频率f3处，将负载匹配到做负载牵引得到的最大效率输出阻抗的共轭，使电路在这两个频率处获得最大效率。在频率f2处，将负载匹配到一个远离smith等效率圆圆心的阻抗z2。其中，zo2即为在f2频率下进行负载牵引的smith等效率圆的圆心，故zo2<z2或zo2>z2。为了让电路在f2频率下严重失配，以此增加带间隔离度，可尽量让阻抗z2偏离圆心zo2。但受三频阻抗匹配电路的限制，阻抗z2不能偏离圆心太远。

前述方案中，为优化，进一步地，所述频率f2为需要抑制的频率。可以对双通带之间不想要的频率进行针对性抑制，可以选择一些实际需要抑制的频率作为f2，使双通带功率放大器的设计更易于实现。

具体地，所述双通带功率放大器中，定义zo1为在频率f1下做负载牵引确定的最大效率输出阻抗，zo2为在频率f2下做负载牵引确定的最大效率输出阻抗，zo3为在频率f3下做负载牵引确定的最大效率输出阻抗；z1为在频率f1下需要匹配的阻抗，z2为在频率f2下需要匹配的阻抗，z3为在频率f3下需要匹配的阻抗；

zo1^*＝z1，当频率为f1时；

zo2<z2或zo2>z2，当频率为f2时；

zo3^*＝z3，当频率为f3时；

其中zo1^*为zo1的共轭阻抗，zo3^*为zo3的共轭阻抗。

具体地，所述三频阻抗匹配电路包含ya部分电路和yb部分电路；ya部分电路由十字电路构成，用于将负载50ω匹配到复数阻抗z1的实部，复数阻抗z2的实部，复数阻抗z3的实部；yb部分电路用于补偿复数阻抗z1的虚部，补偿复数阻抗z2的虚部，补偿复数阻抗z3的虚部。

本实施例的双通带匹配电路实质上是的一个三频阻抗匹配电路，采用的三频阻抗匹配电路结构大致如图2所示。当然也可以选用其他三频阻抗匹配电路结构，但设计原理不变。如图2所述，电路主要分为ya和yb两部分电路，且以上电路中微带线参数均是在频率f1下的参数。其中ya部分的十字电路主要是将负载50ω匹配到复数阻抗z1，z2，z3的实部，yb部分主要是对z1，z2，z3的虚部进行补偿。因此y＝ya+yb，即：

1/z1＝g1+j*b1，当频率为f1时；

1/z2＝g2+j*b2，当频率为f2时；

1/z3＝g3+j*b31+j*b32，当频率为f3时。

其中g1,g2,g3+j*b31分别为在频率f1,f2,f3处从平面a向右看的导纳，j*b1,j*b2,jb32分别为在频率f1,f2,f3处从平面b向上看的导纳。

频率f1，f2，十字电路相当于一段四分之一波长传输线。因此该十字电路的abcd传输矩阵在频率f1，f2处等于四分之一波长传输线的abcd传输矩阵。其中十字电路的abcd传输矩阵为：

四分之一波长传输线的abcd传输矩阵为：

其中，z0为四分之一波长传输线的特征阻抗。

令a＝d＝0,得到：

将上式带入传输矩阵的b和c中可以得到：

z0＝zstanθs；

十字电路在f1和f2处有特征阻抗：

z01＝zstanθs；

z02＝zstanmθs；

其中，m＝f2/f1,又因为在平面a处向右看在f1,f2处的导纳为g1,g2,则有：

其中，gl为负载阻抗，即为50ω。联立前面4个公式求解，可以解出zs和θs。

在频率f3处，计算出从平面a处向右看在f3处的abcd传输矩阵：

因此当频率为f3时，有：

因为在频率f3处，ya＝g3+j*b31,故令p＝g31,联立式子z01＝zstanθs、z02＝zstanmθs，则可以算出zp1，zp2，θp11，θp12，将计算结果带入中，则可以解出b31的值。

对于yb部分电路，b32＝im[1/z3]-b31。然后令n2＝f2/f1，n3＝f3/f1。令yt1＝j0@f3(@f3表示频率为f3时)，用一段在频率f3处的四分之一开路线或半波长的短路线实现。选定一个zt1的值，则θt1有：

计算出zt1，θt1，在频率f1处，有：

对于f2有：

分别算出f1，f2下的yt1+yt2的值，又由于在频率f1，f2下，有：

其中，θt2为已知参数，zt2，zt3，θt3为未知参数，则可以通过调整zt2的值来计算另外两个未知参数，而且还能优化电路尺寸。

根据以上实施例内容，本实施例最终设计了一款2.6ghz/3.5ghz的双通带功率放大器，并让其在3.1ghz处失配。该放大器的晶体管采用cree公司的cgh40010-f，其输出功率可达到10w。如图3所示，放大器的整体结构采用微带线实现，其输入匹配网络采用常用的双频阻抗匹配算法得到的四节微带线串联而成，其输出匹配网络由本发明提出的双通带匹配电路实现。

如图4所示为本发明提出的双通带功率放大器设计结果：在输入功率为28dbm时，可以看出其双通带2.6ghz/3.5ghz的功率附加效率均在70％附近，且增益均大于11db，且双频带之间也有一定的隔离度。

本实施例中，将三频阻抗匹配网络和功放结合在一起，将中间频率做失配匹配，使三频阻抗匹配网络既可作双通带功率放大器的输出匹配网络，又可以让双通带功率放大器具有较好的带间隔离度，从而简化了双通带功率放大器的设计流程。该方法还能选择需要抑制的频率作为中间频率进行失配匹配，以此抑制该频率信号。因此，本发明解决了传统双通带匹配电路的带间隔离度不好，基于射频开关的匹配电路插入损耗大，引入滤波器的匹配设计复杂，以及隔离度差的问题。

尽管上面对本发明说明性的具体实施方式进行了描述，以便于本技术领域的技术人员能够理解本发明，但是本发明不仅限于具体实施方式的范围，对本技术领域的普通技术人员而言，只要各种变化只要在所附的权利要求限定和确定的本发明精神和范围内，一切利用本发明构思的发明创造均在保护之列。