电声换能系统及其阻抗匹配控制方法与流程

本发明涉及变流
技术领域：
，特别是一种电声换能系统及其阻抗匹配控制方法。
背景技术：
：开关电力电子功率放大器(以下简称功率放大器)相比于传统线性放大器，有着损耗小、功率大的特性，近年来发展迅速。特别在电声换能系统中，其作为电声换能器等设备的驱动电源，具备大功率、宽频带、高保真、高效率的特点。电声换能系统在海洋水下远程通信、水下主动探测等领域不可或缺。如何保证功率放大器和电声换能器的最大输出功率和最大转换效率对于电声换能系统这一海洋工程装备来说意义重大。影响功率放大器输出功率的一个重要因素是电声换能器负载(以下简称负载)阻抗是否与功率放大器输出特征阻抗一致，即是否阻抗匹配。若不匹配，则整个电声换能系统存在功率传输受限和功率因数低的问题，影响其输出声源级和水声信号质量。在超磁致伸缩电声换能系统中，功率放大器的输出阻抗与负载阻抗呈现为感性，从而导致系统的功率因数较低且输出效率低。传统的阻抗匹配网络由高成本、大体积的可调电容器组成，需要手动切换，无法自适应调节。此外，在功率放大器输出频率变化时，负载阻抗也会随之改变，造成传统的固定式阻抗匹配系统的匹配精度差、匹配难度大的问题。因此，研究一种宽频带自适应的阻抗匹配电路，对于电声换能系统具有重要的实际意义。“阻抗匹配装置”(公开号：107636959b，公开日：2018年12月18日)可以实现将高频供给侧的阻抗与负荷侧的阻抗进行匹配。但是，其需要可变电抗器，此设备有体积大、成本高、不能连续动态可调的缺点。“阻抗匹配方法和阻抗匹配系统”(公开号：105594122b，公开日：2019年03月08日)以及“阻抗匹配电路”(公开号：108075736a，公开日：2018年05月25日)，均是运用于射频发射领域，改变驱动频率使其与功率源匹配以发射射频。但是，其均未考虑负载无功对系统效率和精度的影响。“一种变压器式可调电抗器及其构成的静止无功补偿器”(专利号：zl200410060664.3，授权公告日：2007年8月29日)公开了一种将变压器、晶闸管、电抗器、电容器构成静止无功补偿器以提供无功的方法。该发明通过变压器与负载并联，针对电源，向电源提供与负载所需要幅值大小相同而极性相反的无功，保证负载功率不变，减少电源输出功率。其缺点存在于：变压器结构体积大、结构复杂、仅适用于大功率，仅可以分级调节，且仅可以工作在电源输出频率为工频的情况。技术实现要素：本发明所要解决的技术问题是，针对现有技术不足，提供一种电声换能系统及其阻抗匹配控制方法，解决数字功率放大器与电声换能器因阻抗不一致导致的功率传输受限和功率因数低的问题，实现动态自适应、宽频带的阻抗网络匹配，从而提高电声换能系统的运行效率。为解决上述技术问题，本发明所采用的技术方案是：一种电声换能系统，包括功率放大器；所述功率放大器与阻抗匹配电路连接；所述阻抗匹配电路接负载。本发明在功率放大器与负载之间连接阻抗匹配电路，通过阻抗匹配电路可以使负载侧阻抗与功率放大器的输出阻抗匹配，解决了功率放大器输出信号的效率低、精度差的问题。本发明所能够匹配的负载阻抗值存在一个范围，需要保证匹配网络能够匹配所有可能出现的负载情况，而这个范围所选用的lpf、cpf的值决定。所以，本发明需根据所需匹配的负载阻抗的范围，来进行lpf、cpf值的提前设计。所述电容容值cpf满足：所述电感感值lpf满足：f为阻抗匹配电路两端电压vcpf的频率；vl表示负载两端的电压vl的有效值；ql(max)为负载无功功率的最大值，ql(min)为负载无功功率的最小值。所述阻抗匹配电路包括两个反向并联的晶闸管；所述两个反向并联的晶闸管与电感串联形成串联支路；所述串联支路与电容并联。负载所需要的无功功率，可以通过其电压、电流传感器采样以及计算获得，然后计算获得阻抗匹配电路需要达到的等效阻抗值，最后计算获得晶闸管需要的触发角值。阻抗匹配电路两端的电压相角、频率可以通过宽频带锁相环(pll)获得，通过实时比较阻抗匹配电路两端的相角和计算获得的晶闸管触发角，可以得出晶闸管的触发信号，通过晶闸管的连续触发与关断，以达到阻抗匹配的效果。整个阻抗匹配电路可以认为是一个可根据负载及放大器输出变化调整其等效阻抗的可变阻抗电路。所述功率放大器控制过程包括：1)计算功率放大器输出电压vc与参考电压值vc*的误差，经过比例积分微分控制器计算电流参考值is*；2)计算is*与功率放大器输出电流is的误差，将所述误差经过比例积分微分控制器，获得功率放大器需输出电流的参考值；3)将功率放大器需输出电流的参考值通过pwm调制，输出脉冲触发信号。上述的功率放大器(数字功率放大器)可以根据参考信号波形，进行功率放大过程。相对于传统的功率放大器，其优势在于，使负载接收到的放大器的输出信号的功率幅值按需求进行连续、可调且高精度的功率放大。本发明还提供了一种上述电声换能系统的阻抗匹配控制方法，包括以下步骤：1)计算阻抗匹配电路两端电压vcpf的相角θ与频率f；2)利用所述相角θ与频率f计算负载瞬时无功功率；3)基于所述负载瞬时无功功率，计算匹配阻抗，获得阻抗匹配电路中晶闸管的触发角α；4)比较阻抗匹配电路两端电压vcpf的相角θ与晶闸管触发角α，得到晶闸管的触发信号；5)通过触发信号连续触发所述晶闸管，获取负载所需匹配的阻抗值。两个反向并联的晶闸管，可以通过控制开通时长以控制流过其的电流的等效大小，使其与匹配电感串联则相当于一个可调电感，再使其整体与匹配电容并联，整体则相当于一个可调电容。电声换能系统中的负载一般为感性负载，而阻抗匹配网络可以等效成一个可控且可调的等效电容阻抗。其按照下述的控制方法，使其在各种负载变化的情况下成现与负载感性阻抗值大小相等且呈容性。即完成匹配过程，最终提高功率放大器的能量传递效率。步骤1)中，通过宽频带的锁相环，优势是可以计算在不同的放大器输出频率条件下的，所述阻抗匹配电路两端电压vcpf的相角θ与频率f。步骤2)中，所述负载瞬时无功功率的计算过程包括：将负载两端的电压vl、电流il进行1/(4f)时长的延迟，得到vld以及ild，通过式(1)计算得到负载端的瞬时无功功率，其中pl为瞬时有功功率，ql为瞬时无功功率。基于此瞬时计算公式，控制系统可以瞬时计算结果，进行以下各步骤中的实时控制。步骤3)中，通过式(2)计算得到阻抗匹配电路需要的等效阻抗xsvc，所述等效阻抗xsvc即匹配阻抗。基于所提出的阻抗匹配网络，可以根据实时不同的负载阻抗情况，以调整所需产生的匹配阻抗值。vcpf和vl分别表示阻抗匹配电路两端电压vcpf有效值和负载两端的电压vl的有效值；qsvc和ql分别表示阻抗匹配电路容性无功功率和负载的感性无功功率。步骤3)中，根据式(3)预先建立在不同触发角下的阻抗快速查找表，在负载变化时使用阻抗快速查找表，并根据匹配阻抗xsvc获取晶闸管的触发角α。基于快速查找表，可以使工业应用对计算量的要求减少，以快速地进行不同条件下匹配阻抗触发角的计算。xcpf、xlpf分别为阻抗匹配电路中电容cpf、电感lpf的等效阻抗。步骤4)的具体实现过程包括：比较阻抗匹配电路两端电压vcpf的相角θ和晶闸管的触发角α，当θ>α时，输出阻抗匹配电路中一个晶闸管的触发信号t1；计算180°-α的值，比较θ和180°-α，当θ>180°-α，输出阻抗匹配电路中另一个晶闸管的触发信号t2。通过控制使两个反向并联的晶闸管在连续的控制周期内，接续导通，达到连续匹配负载阻抗的效果。步骤5)中，当晶闸管被触发信号连续触发后，所述阻抗匹配电路所呈现的等效阻抗即为负载所需匹配的阻抗值；优选地，当触发角α＝0°时，所述阻抗匹配电路的两个晶闸管接续导通；当触发角α＝90°时，所述阻抗匹配电路的两个晶闸管关断。通过连续的控制晶闸管，所提出的匹配结构，可以在负载阻抗不变时维持稳定的阻抗值，也可以根据负载网络的阻抗变化，以调整阻抗值以适应其阻抗变化。本发明所述的接续导通，是指阻抗匹配电路中的两个晶闸管轮流导通。触发角α＝90°时，阻抗匹配电路的两个晶闸管一直保持不导通。与现有技术相比，本发明所具有的有益效果为：1)与负载匹配，使系统整体成为纯阻性，提高了负载接收到的功率以及功率放大器的输出效率；2)对比现存的阻抗匹配装置，本发明构成简单，无需以往的大量的变压器、电抗器等大体积设备。可以在功率放大器不同的电压输出频率、幅值下以及不同的负载阻抗条件下，实现宽频带、高精度、自适应的连续阻抗匹配，解决了数字功率放大器与电声换能器因阻抗不一致导致的功率传输受限和功率因数低的问题，实现动态自适应、宽频带的阻抗网络匹配，从而可以提高超声换能系统的运行效率。附图说明图1是本发明提供的宽频带阻抗匹配电路及其布置位置示意图；图2是本发明的控制框图；图3是仿真例中利用本发明进行负载匹配在改变放大器输出电压频率前后的负载侧、放大器侧暂态电压电流对比图；图4是仿真例中利用本发明进行负载匹配在改变放大器输出电压幅值前后的负载侧、放大器侧暂态电压电流对比图。具体实施方式参见图1，数字功率放大器包括全控型电力电子器件ta，tb，(mosfet或igbt)、提供直流电压vdc的直流电容cdc、输出电感l、输出电容c，4个全控型器件构成h桥有源逆变器，有源逆变器直流侧接在直流电容cdc两端，有源逆变器输出侧依次串联输出电感l、输出电容c，通过将负载并联至c两端，来使其获得功率放大器的输出vc；阻抗匹配电路包括2个反向并联的晶闸管t1和t2、电感lpf、电容cpf，反向并联的晶闸管与电感lpf串联、两者组成的串联电路同电容cpf并联，晶闸管交替开通，通过改变触发角α以改变其开通与关断的时长，从而改变投入的电容值，进行宽频带自适应阻抗匹配。参见图2，数字功率放大器控制过程包括以下步骤：步骤1：计算输出电压vc与参考电压值vc*的误差，经过比例积分微分控制器(pid)计算出电流的参考值is*；步骤2：再将is*与输出电流is比较误差，经过pid计算此时需输出电流的参考值；步骤3：最后通过脉宽调制(pwm)，向电力电子器件(mosfet或igbt)输出脉冲触发信号。本发明使用一个宽频带pll实时地求出阻抗匹配电路两端的电压vcpf的相角θ与频率f。再根据负载两端的电压vl和电流il计算出负载瞬时无功功率，阻抗匹配电路需要匹配负载无功，使得系统无功之和为零。基于上述求得的无功功率，可以计算得到需要的匹配阻抗，控制通过比较预先设置好的触发角阻抗对应查询表(lut)，得出需要的晶闸管触发角α。通过连续比较阻抗匹配电路两端的相角θ与上述计算获得的晶闸管触发角α，可以实时得到晶闸管的触发信号。最终阻抗匹配电路可以产生所需要匹配的等效阻抗值，最终完成阻抗匹配过程。参见图2，阻抗匹配电路的控制过程包括以下步骤：步骤1：vcpf通过一个宽频带的锁相环(pll)来实时计算出其瞬时的电压相位角θ和频率f；步骤2：将负载两端的电压vl、电流il做1/(4f)时长的延迟得到vld以及ild，做式(1)的计算来得到负载端的瞬时功率，其中pl为瞬时有功功率，ql为瞬时无功功率；再做式(2)的计算来得到负载匹配电路(1)需要的等效阻抗xsvc；步骤3：通过调整不同的触发角α(0°～90°)，可以改变阻抗匹配电路(1)的等效阻抗值，其在不同触发角下的等效阻抗值由式(3)确定，其中xcpf、xlpf分别为电容cpf、电感lpf的等效阻抗；同时，可根据式(3)预先建立在不同α下的阻抗快速查找表(lut)，在负载变化时使用lut可根据需要的xsvc来快速找到触发角α；步骤4：比较θ和α，当θ>α即输出其中一个晶闸管的触发信号t1。另外，计算180°-α的值，比较θ和180°-α，当θ>180°-α即输出另一个晶闸管的触发信号t2。晶闸管被触发信号连续触发之后，负载阻抗匹配电路所呈现的等效阻抗即为负载所需匹配的阻抗值。因为本发明所能够匹配的负载阻抗值存在一个范围，需要保证匹配网络能够匹配所有可能出现的负载情况，而这个范围所选用的lpf、cpf的值决定。所以，本发明需根据所需匹配的负载阻抗的范围，来进行lpf、cpf值的提前设计。本发明提出的阻抗匹配电路及其设计方法如下：根据所有可能的负载情况，包括1)负载改变情况；2)在放大器输出不同的频率情况，最大可能达到的感性无功功率设计并联电容，最小可能达到的感性无功功率设计串联电感。各个元器件参数的确定，包括：触发角α的调节范围是0°～90°，当触发角α＝0°时，阻抗匹配电路的晶闸管连续导通，相当于电容cpf与电感lpf并联，其提供的最小容性无功功率qsvc(min)，此时qsvc(min)≥-ql(min)，其中ql(min)负载的最小感性无功功率；当触发角α＝90°时，阻抗匹配电路的晶闸管完全关断，相当于电容cpf与负载网络串联，其提供最大的容性无功功率qsvc(max)(对应负载的最大感性无功功率ql(max))，此时qsvc(max)≤-ql(max)。电容cpf、电感lpf的值可通过式(4)、式(5)确定。参见图3、4，为本发明的一个仿真例中的若干工作情况：该仿真例中是用来验证本发明所提出基于可控晶闸管的自适应宽频带阻抗匹配电路，能够有效的在不同的输出频率、幅值下运行于放大器系统中宽频带的匹配阻抗。故仿真中展示了2种不同的动态工作过程，即：1)阻抗匹配电路接入工作后，放大器输出频率f从300hz，提升至500hz，参见图3；2)阻抗匹配电路接入工作后，放大器输出电压有效值从220v，提升至300v，参见图4。阻抗匹配电路被串在一个功率放大器和其负载之间，功率放大器可以改变输出电压的幅值与频率(仿真中用动态的电压幅值和频率改变来演示)，阻抗匹配电路可以将系统从感性变为纯阻性(仿真中使用电压和电流的相对相位、功率因数来演示)，该系统的结构示意图参见图1，控制方法部分参见图2，仿真效果演示图参见图3及图4。功率放大器系统参数：直流电压vdc＝500v、输出电压范围：vl＝220v～300v、输出频率范围：f＝300hz～500hz。阻抗匹配网络系统参数：并联电容器：cpf＝10μf,串联电感器：lpf＝10mh。负载部分参数：等效电感值：l＝30mh,等效电阻值：r＝10ω。以下各种情况均为利用本发明在仿真中的结果。参见图3，在0ms～4ms时，功率放大器输出频率为300hz的电压至负载网络，但负载侧由于大量感性无功的存在，负载电流滞后于电压，功率因数为0.27，极大程度降低了放大器的功率输出效率。但是在应用负载匹配电路的放大器侧，电压和电流被调整到了同一相位，功率因数提升至0.99，提高了放大器的输出效率。放大器输出频率在4ms时刻提升至500hz，此时自适应的阻抗匹配电路经过短暂的暂态过程(6ms)，仍然可以使放大器侧的电流、电压保持同一相位，以及0.99的功率因数。此仿真例证明了本发明的阻抗匹配可以运行在宽频带范围，并且具有自适应的功能。此仿真例的数据总结参见表1。表1阻抗匹配电路工作在放大器输出不同电压频率状态下的仿真总结0～4ms4ms～14ms系统改变-功率放大器改变输出频率放大器频率输出300hz500hz负载侧无功22kvar28kvar放大器侧无功2kvar-2kvar负载侧功率因数0.270.23电源侧电流功率因数0.990.99参见图3，在0ms～4ms时，功率放大器输出有效值220v，的电压至负载网络，但负载侧由于大量感性无功的存在，负载电流滞后于电压，功率因数为0.27，极大程度降低了放大器的功率输出效率。但是在应用负载匹配电路的放大器侧，电压和电流被调整到了同一相位，功率因数提升至0.99，提高了放大器的输出效率。放大器输出在4ms时刻，电压有效值提升至300v，此时自适应的阻抗匹配电路经过短暂的暂态过程(2ms)，仍然可以使放大器侧的电流、电压保持同一相位，以及0.99的功率因数。此仿真例证明了本发明的阻抗匹配可以运行在不同的电压输出条件下，并且具有自适应的功能。此仿真例的数据总结如表2所示。表2阻抗匹配电路工作在放大器输出不同电压幅值状态下的仿真总结0～4ms4ms～14ms系统改变-功率放大器改变输出电压幅值放大器电压输出220v300v负载侧无功22kvar40kvar放大器侧无功2kvar-1kvar负载侧功率因数0.270.27电源侧电流功率因数0.990.99以上仿真的结果验证了本发明提出的阻抗匹配电路可以在宽频带下自适应的匹配负载阻抗，以提高功率因数，从而最终提高放大器系统的运行效率。当前第1页12