一种阻抗匹配网络、自适应阻抗匹配装置及其方法与流程

1.本发明涉及医疗美容器械领域，尤其涉及一种阻抗匹配网络、自适应阻抗匹配装置及其方法。


背景技术：

2.很多医疗和美容治疗方法涉及使用高频高功率能量对患者进行治疗，在非侵入式癌症治疗，皮肤护理，减肥，增肌等治疗手段中，能量以微波，射频，超声波等形式注入患者体内以达到治疗效果。
3.在通过传输线将能量注入人体时涉及到传输线与人体负载阻抗匹配的问题，无耗传输线的电压反射系数γ定义为：
[0004][0005]
其中，z0为传输线特征阻抗，通常为50欧姆；z
load
为负载阻抗，与负载的材料性质，几何构型等相关，为归一化阻抗；与分别代表入射与反射波的电压相量，为复数；传输线的反射功率为：
[0006]
p
reflection
＝p
incident
×
|γ|2ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(2)
[0007]
其中，p
reflection
，p
incident
分别代表反射和入射功率；由此可见，γ越小，反射能量越小，当z
load
＝z0时达到阻抗匹配，反射能量为0；举例说明，医美手术中，治疗部位阻抗z
load
＝500
‑
150jω，传输线阻抗z0＝50ω，则电压反射系数绝对值|γ|＝0.75，反射能量与入射能量之比为|γ|2＝0.56，超过一半的能量被反射。
[0008]
由此可见，阻抗匹配极其重要，阻抗不匹配具有如下弊端：
①
反射功率被能量源吸收，对能量源产生损害；
②
由于反射功率大，真正用于治疗的有效功率减少，治疗效果减弱；
③
为了提高有效功率，需要相应增大入射功率，但这样增大了整个系统的电压，电流幅值，产生安全隐患；同时，高电流在系统中产生大量热量，能量利用效率差；再者，若多台设备同时使用，则功率幅值有可能超过市电允许范围；
④
不同的患者，以及相同患者不同身体部位阻抗均有变化，同时患者在治疗时身体位置变化也会导致阻抗变换，若不进行即时阻抗匹配，治疗效果将会因人，因部位，因时而异，同时患者感受也会不稳定，如某些部位获得能量高，会有灼痛感，而另外一些部分获得能量低，治疗效果不好。
[0009]
常用的阻抗匹配方法是在能量源与负载之间加入一个阻抗匹配网络，阻抗匹配网络输入端通过传输线连接能量源输出端，阻抗匹配网络输出端连接负载；阻抗匹配网络一般采用电容，电感这两种无源器件，利用其储能特性，在传感线与负载之间建立一个能量过渡区域；从传输线输出端看来，阻抗匹配网络与负载作为一个整体，其阻抗与传输线阻抗相同，从而降低能量反射；而由于电容，电感是无源器件，其所储存的能量均会输入到负载端，从而负载获得了最大有效功率。
[0010]
当前常用的阻抗匹配网络包括：π型，γ型，t型等；对具有特定阻抗值的负载，只需要调整这些阻抗匹配网络上的电容和电感的值，即可实现阻抗匹配。
[0011]
但是，在某些情况下，负载的阻抗值会频繁变化，比如做医美手术时，病人的身体姿势轻微调整即会使得负载端阻抗产生很大变化，所以控制系统需要及时监测这种变化，调整相应的电容，电感值，使得阻抗重新得以匹配。
[0012]
目前，常用的实现可调电容、可调电感的方法包括：1)机械方法，用电机驱动可变电容，这种方法反应速度慢，且长时间使用的故障率相对较高；2)变容二极管，靠调节反向偏压来调节电容，但一般变容二极管值为pf量级，其可调节范围很小，不适合具有较大功率的负载；3)可调电容，可以由套在同一磁环上的两组同向绕组实现，在绕组1上通直流电，通过控制直流电强度可以微调磁环的磁饱和度，从而可以间接改变绕组2的电感值，这种方法的调节范围较小，同样不适合具有较大功率的负载。
[0013]
因此，现有技术还有待进一步发展。


技术实现要素：

[0014]
针对现有的阻抗匹配装置的反应速度慢、调节范围小，难以适用较大功能的负载的问题，本发明实施例提供了一种阻抗匹配网络、针对能量源医疗美容器械的自适应阻抗匹配装置及计算负载阻抗和实现自适应阻抗匹配的方法，通过由多个固定值的电感和电容的巧妙组合，形成可调电容和可调电感，由可调电容和可调电感实现阻抗匹配网络，进一步由采样模块，控制器，阻抗匹配网络组成自适应阻抗匹配装置。
[0015]
本发明提供了以下技术方案：
[0016]
第一方面，本发明提供一种应用于自适应阻抗匹配装置的阻抗匹配网络，其主要由可变电容和可变电感组成；该阻抗匹配网络是通过由多个固定值的电容和电感通过组合的方式实现可调电容和可调电感，其具有匹配范围广、可根据实际情况灵活控制匹配精度、可靠性高、成本低、响应快、实现方式简单等优点。
[0017]
所述可变电容由至少2个并联的电容组成，电容取值逐次递减，最大电容取值由可变电容变化范围决定；
[0018]
所述可变电感由至少2个串联的电感组成，电感取值逐次递减，最大电感取值由可变电感变化范围决定。
[0019]
其中，电容和电感的数量取决于精度要求。可根据对可调电容或可调电感的调节精度的要求，对其数量进行对应的选择。
[0020]
最优选的实施方式中，组成可变电容的各电容取值按照1/2的倍数逐次递减；和/或者，组成可变电感的各电感取值按照1/2的倍数逐次递减。
[0021]
在此实施方式下，由于可变电容由n个具有固定值的电容组成，这些固定电容的取值可依据公式：
[0022][0023]
如果需要调节的电容范围为[c
low
，c
high
]，那么电容的变化值为dc＝c
high
‑
c
low
；用n个电容进行调节，取第一个固定电容的值为dc/2，第二个固定电容的值为dc/22，余下依次类推，第n个固定电容的值为dc/2
n
；这n个电容可调节的电容范围为[0，dc]，加入一个始终接入的电容c
low
，则可调节的电容范围变为[c
low
，c
high
]，调节精度为
[0024]
电容的数量n取决于精度要求，n≥2。可根据对可调电容组的调节精度的要求，对n
进行对应取值。
[0025]
对于由n个按照上述取值方式组成的可调电容组，其最大绝对误差为实际上，这种组合方法模拟了二进制小数的计数方式，每一个电容对应了二进制小数的一个位，该电容接入时代表了其所对应的二进制小数位为1，否则为0。
[0026]
而可调电感是由多个固定值的电感来实现一定范围内的电感可调，其原理与上述可调电容类似，在此不再累述。
[0027]
实际工程应用中，由于电容电感非完美无源器件，在进行阻抗匹配计算时也要考虑到其实部电阻；同时，工程中使用的电容电感值也非完全按照1/2倍数的关系取值，在选取固定电容电感值时，可以与1/2倍数适当偏离；上面两种情况都可以预先假设1/2倍数的完美电容电阻，得出初步结果后再最终通过算法进行微调即可。因此，其他实施例中，各电容的取值可按照0.4～0.6的倍数逐次递减；各电感取值可按照0.4～0.6的倍数逐次递减。
[0028]
为了实现对上述电容或电感的工作状态的控制，在电容或电感的两端均并联有一个电磁式开关，比如继电器，由电磁式开关控制其所对应的电容或电感是否接入阻抗匹配网络，从而改变阻抗匹配网络的特征参数，实现阻抗匹配。
[0029]
为了防止在继电器的开关瞬间产生高电压电流，需要参照电路的时间常数选择继电器，要求继电器的响应时间至少10倍于所述时间常数，这样对于充电的电容电感来说，其短接是一个缓慢的过程，从而在电感两端不会产生高电压，在电容两端不会产生高电流。对于人体作为负载阻抗以及50欧姆传输线来说，相应的阻抗匹配网络的时间常数为皮秒(10
‑
12
s)量级，而普通继电器(非射频继电器)的响应时间为微秒(10
‑6s)量级，完全满足安全要求。因此，本阻抗匹配网络对安装的继电器要求低，普通继电器即可满足使用要求，容易获取，成本较低。
[0030]
第二方面，本发明还提供一种针对能量源医疗美容器械的自适应阻抗匹配装置，其包括：
[0031]
采样模块，用于采集能量源与阻抗匹配网络之间的传输线上的电信号；采样模块的信号输出端与控制器相连接；
[0032]
上述的阻抗匹配网络，连接在能量源与负载之间，能量源输出端与阻抗匹配网络输入端连结，阻抗匹配网络输出端连接负载；
[0033]
控制器，控制器的输入端与采样模块连接，其输出端与阻抗匹配网络进行连接。控制器接收采样信号后执行负载阻抗的计算，从而确定阻抗匹配状态下所对应的阻抗匹配网络的特征参数，并根据所述特征参数调整阻抗匹配网络，使阻抗匹配网络与负载作为一个整体与传输线实现阻抗匹配。
[0034]
优选地，所述自适应阻抗匹配装置中，所采集的电信号为连接能量源与阻抗匹配网络之间的传输线上的入射波与反射波的电压幅值。
[0035]
每个电容或电感均串联或并联有一个用于控制该电容或电感是否接入阻抗匹配网络的电磁式开关；由电磁式开关控制其所对应的电容或电感是否接入阻抗匹配网络，从而改变阻抗匹配网络的特征参数，实现阻抗匹配。
[0036]
优选地，所述自适应阻抗匹配装置中，所述控制器与电磁式开关进行控制连接，由控制器控制电磁式开关的通断状态。
[0037]
第三方面，为克服背景技术中所述常用阻抗测量方法的缺点，本发明还提供一种计算负载阻抗的方法，其包括以下步骤：
[0038]
s1、采样模块采集能量源与阻抗匹配网络之间的传输线上的电信号，并将该电信号传送给控制器；
[0039]
s2、控制器接受采样模块所发送的每一组电信号后，结合该状态下阻抗匹配网络的特征参数，计算出与负载阻抗相关的一条位于复平面的封闭曲线；
[0040]
优选地，采样模块采集的电信号为入射与反射波的电压幅值，电压反射系数γ的绝对值可相应求出：
[0041][0042]
在式(4)中，γ是复数，γ＝|γ|e
jθ
，θ∈[0，2π)；也就是说，在γ复平面上，由测量所得入射与反射波的电压幅值，可以推测到真正的反射系数γ必然落入一个以|γ|为半径的圆上，或者说，真正的γ是这个圆上的某一点；由式(1)，可求解出归一化阻抗如下：
[0043][0044]
其中是阻抗匹配网络和负载作为一个整体的归一化阻抗；由于|γ|e
jθ
作为一个圆是封闭曲线，式(5)表示的在复数平面上也是一条封闭曲线，真正的是该封闭曲线上某一点；负载阻抗z
load
可以由及阻抗匹配网络的构型算出，同样道理，z
load
的可能取值点在复数平面上也是一条封闭曲线，真正的z
load
可以是该封闭曲线上的任意一点。
[0045]
s3、调整阻抗匹配网络特征参数，重复步骤s1和s2，得到总共至少两条相交的封闭曲线；封闭曲线交点之一为真实负载阻抗。
[0046]
具体地，通过控制器对电磁式开关(如继电器)的控制调整阻抗匹配网络上可调电容电感的值，重新测量相应的入射反射波电压幅值，可以得到另外一条关于z
load
的封闭曲线；这两条封闭曲线必然有两个交点，其中一个交点就是真正的负载阻抗z
load
，另外一个交点为干扰项，需排除。
[0047]
为找到真正的负载阻抗的方法，一种实施方式为：可再次调整可调电容电感值，从而得到第三条关于z
load
的封闭曲线，这三条封闭曲线的共同交点就是真正的负载阻抗。
[0048]
由物理关系决定，上述三条关于z
load
的封闭曲线必然有共同交点；如果在实际测量中没有共同交点，则必然是测量中引入了误差；小的测量误差只会导致共同交点变为三个非常靠近的两两相交的点，这个问题可以通过算法解决，如果测量误差很大，则没法确定共同交点，需要对测量系统进行校正。
[0049]
另一种实施方式为，基于两条封闭曲线的两个交点，可分别由这两个交点计算出在阻抗匹配状态下电磁式开关组的开关状态，由控制器分别实施这两个状态，对每一个状态，测量其对应的电压反射系数，小的那个即为阻抗匹配状态。
[0050]
第四方面，本发明还提供一种实现自适应阻抗匹配的方法，该方法为：按照前述的方法计算得到负载阻抗后，进行以下步骤：
[0051]
s4、根据真实负载阻抗计算出达到阻抗匹配所需的阻抗匹配网络的特征参数，根
据特征参数计算出阻抗匹配网络中的电磁式开关组的通断状态；
[0052]
s5、控制器调控各电磁式开关到对应的通断状态，从而使阻抗网络调整到阻抗匹配状态。
[0053]
优选地，所述s4步骤具体为：根据真实负载阻抗推算出达到阻抗匹配所需的目标可调电容电感取值，将目标可调电容电感取值按照二进制表达式进行换算得到最终取值，最终取值的小数点后的数字即为所对应电容的电磁式开关的开关状态。上述除s1外的步骤都是在控制器中实现。
[0054]
本发明提供的技术方案具有以下有益效果：
[0055]
1、所述阻抗匹配网络和所述自适应阻抗匹配装置，模拟二进制小数的计数方式，用n(n≥2)个电容通过组合的方式实现可调电容，相对误差为1/2
n+1
；相应地，用m(m≥2)个电感通过组合的方式实现可调电感，相对误差为1/2
m+1
。本发明中，可调电容电感值由所述算法结合采样数据决定；采样模块和控制器即时监测负载阻抗的变化，通过监测结果调整阻抗匹配网络实现即时自适应阻抗匹配。使用普通8位单片机结合100khz adc，相应的自适应阻抗匹配时间为毫秒量级，若采用更高时钟频率的微处理器结合高频adc，自适应阻抗匹配时间可达微秒量级。
[0056]
因此，所述阻抗匹配网络和所述自适应阻抗匹配装置具有匹配范围广、匹配精度灵活度高、可靠性高、成本低、响应快、实现方式简单等优点；所述自适应阻抗匹配装置更适用于针对能量源医疗美容器械，在该美容器械领域具有很好的应用前景。
[0057]
2、所述计算负载阻抗和实现阻抗匹配的方法，只需要测量入射波和反射波的电压幅值即可计算负载阻抗；其具有如下优点：
[0058]
①
极大地降低了对采样的速度和时间精度的要求，不需要晶振等时间控制设备；
②
与快速傅立叶变换方法需要采取大量数据序列不同，本方法只需要采取少量几个数据点，可以节省控制器的内存空间；
③
由于不需要进行精确时间采样，也就不需要满足nyquist采样定理，对采样adc的工作频率要求低，对控制器的计算速度要求低。本发明的意义在于用较低的硬件成本实现了医美器械在射频，微波频段下的即时自适应阻抗匹配。
附图说明
[0059]
图1为本发明的针对能量源医疗美容器械的自适应阻抗匹配装置；
[0060]
图2为一实施例中γ型阻抗匹配网络的示意图；该γ型阻抗匹配网络由6个电容和6个电感组成，其中，5个电容，5个电感参与电容电感调节；
[0061]
图3为采样模块的一个具体实施例；
[0062]
图4为本发明的计算负载阻抗的方法的一个实施例的图示，该图示仅为辅助理解计算方法，在实际工程应用中并不需要作图，阻抗求解在计算程序内部通过算法自动实现；
[0063]
图5为本发明的计算负载阻抗的方法的流程图；
[0064]
图6为本发明的实现自适应阻抗匹配的方法的流程图。
具体实施方式
[0065]
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于
本发明中的实施例，本领域技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。除非另有定义，本说明书所使用的所有的技术和科学术语与属于本发明的技术领域的技术人员通常理解的含义相同。本说明书中在本发明的说明书中所使用的术语只是为了描述具体的实施方式的目的，不是用于限制本发明。
[0066]
以下针对发明内容中提出的应用于自适应阻抗匹配装置的阻抗匹配网络、针对能量源医疗美容器械的自适应阻抗匹配装置以及相应的负载阻抗的计算方法、实现自适应阻抗匹配的方法，分别给出一部分实施例进行解释说明。
[0067]
实施例1
[0068]
如图2所示的一种γ型阻抗匹配网络，其由6个电容和6个电感组成，其中，可变电容由5个电容c1～c5串联组成，可变电感由5个电感l1～l5并联而成。其中，c1～c5，l1～l5分别与对应继电器连接，由控制器控制继电器组从而实现可调电容电感。本实施例中，相邻电容的电容取值逐次具体减少为原电容取值的1/2；相邻电感的电感取值逐次具体减少为原电感取值的1/2。
[0069]
因此，该可变电容电感的相对误差均为1/26＝1.56％，其他实施例中，若需提高调节的精度，可相应增加电容和电感的数量。
[0070]
与电容对应设置的继电器组的接入状态由如下方法确定：假设计算得出阻抗匹配所需的可调电容值为c
t
，定义r＝(c
t
‑
c
low
)/dc，则r是一个小数，取值范围为[0，1]，将r的二进制表达式算出，小数点后的前5位即为所对应电容的继电器的开关状态。举例说明，r＝0.23所对应的二进制表达式为0.00111，则第1，2位电容所对应的继电器断开，第3，4，5位电容所对应的继电器接通。
[0071]
在图2所示的实施方式中，由于电感与电容的接入方式不同，当电感所对应的继电器断开时，电感接入阻抗匹配电路；相应地，若r＝(l
t
‑
l
low
)/dl的二进制表达式为0.00111，则第1，2位电感所对应的继电器接通，第3，4，5位电感所对应的继电器断开。
[0072]
值得注意的是，由于实际电容电感具有实部电阻，同时继电器接通状态下阻值也非完全为0；对于每一个电容电感，可以事先由矢量网络分析仪(vector network analyzer)测出其在继电器打开和关闭时在工作频率下的阻抗，将这些阻抗值作为参数写入到控制程序中。
[0073]
图2所给是一个针对γ型阻抗匹配网络的具有1.56％相对误差的实施例，但本方法可以应用到其他类型阻抗匹配网络中，同时相应精度可根据具体工程需求进行调节。
[0074]
如图1所示，本实施例还提供了一种针对能量源医疗美容器械的自适应阻抗匹配装置，其包括：
[0075]
采样模块1，用于采集能量源与阻抗匹配网络之间的传输线上的电信号；采样模块的信号输出端与控制器相连接；
[0076]
上述的阻抗匹配网络2，连接在能量源4与负载5之间，能量源输出端与阻抗匹配网络输入端连结，阻抗匹配网络输出端连接负载；
[0077]
控制器3，接收采样信号后执行负载阻抗的计算，从而确定阻抗匹配状态下所对应的阻抗匹配网络的特征参数，并根据所述特征参数调整阻抗匹配网络，使阻抗匹配网络与负载作为一个整体与传输线实现阻抗匹配；控制器3的输入端与采样模块1连接，其输出端与阻抗匹配网络进行连接。
[0078]
所述控制器3与继电器进行控制连接，由控制器3控制继电器的通断状态，从而控制继电器对应的电容或电感是否接入阻抗匹配网络2，从而改变阻抗匹配网络的特征参数，实现阻抗匹配。
[0079]
实施例2
[0080]
基于实施例1的阻抗匹配网络及应用的自适应阻抗匹配装置，本实施例提供一种阻抗测量方法。
[0081]
如图3所示为采样模块的一种实现方式。其使用双定向耦合器测量入射与反射波的电压幅值，这是一种广泛应用且价格低廉的传输线电压测量方法；其中，v
+
、v
‑
两端电压分别对应入射和反射波的电压幅值的使用普通adc即可进行测量。由于二极管导通时有正向压降，需要对由adc所采集的电压值进行校正，以获得实际的入射和反射波的电压幅值。
[0082]
结合图2给出的阻抗匹配网络及图3给出的采样模块，本实施例提供一种优化的阻抗测量方法，具体如下：
[0083]
s1、采样模块1采集能量源与阻抗匹配网络之间的传输线上的电信号(本实施例为测量入射与反射波电压幅值)，并将该电信号传送给控制器3；控制器3接受采样模块所发送的每一组电信号后，结合该状态下阻抗匹配网络的特征参数，计算出与负载阻抗相关的一条位于复平面的封闭曲线。
[0084]
具体为，控制器3测量测量入射与反射波电压幅值，由式(4)得到反射系数绝对值|γ|；相应地，阻抗匹配网络和负载作为一个整体的归一化阻抗可以由式(5)算出，其对应于复数平面上的一条封闭曲线。
[0085]
s2、基于采用的γ型阻抗匹配网络，设在进行测量时，可调电容所对应的归一化导纳值为可调电感所对应的归一化阻抗值为相应的负载归一化阻抗可由下式算出：
[0086][0087]
其中对应于复平面上的一条封闭曲线。
[0088]
s31、调整可调电容电感的值以获得新的重复步骤1～2得到总共三条相交的封闭曲线；
[0089]
由算法进行判断，在规定精度范围内，若这三条封闭曲线有共同交点，则该交点即为负载的归一化阻抗值，即真实负载阻抗。
[0090]
若在规定精度范围内无法找到共同交点，则重复步骤s1～4进行测量，若多次测量仍无法找到共同交点，说明系统有较大测量误差，需要给出警报，对系统重新进行校正。
[0091]
图4为上述步骤s31中三条封闭曲线求交点的图示，需要注意的是，图4所示通过寻找曲线交点求解阻抗的方法只是为了理解此实施例，在实际计算中并不需要将图画出，曲线交点的求解在计算程序内部通过算法实现；这样整个求解过程完全自动化，计算速度快，可实现即时自适应阻抗匹配。
[0092]
在步骤s4中，由于实际电容电感及继电器均有实部电阻，同时电容电感值非完全按照1/2倍数形式取值，可以先按理想电容电感值算出继电器开关状态，再在此基础上进行
微调；或者直接暴力计算，通过遍历所有继电器开关状态组合的方式，找出最小反射系数所对应的继电器组开关状态。
[0093]
另一种实施例中，提供一种的略有不同的阻抗测量方法，该方法在上述方法基础上，进行了如下不同的设计：
[0094]
s1
‑
s2、步骤与上述实施例相同；
[0095]
s32、再调整一次可调电容电感的值以获得新的重复步骤1～2得到总共两条相交的封闭曲线；
[0096]
这两条封闭曲线有两个交点，均有可能是实际负载阻抗。可以分别由这两个交点计算出在阻抗匹配状态下继电器组开关状态，由控制器分别实施这两个状态，对每一个状态，测量其对应的电压反射系数，小的那个即为阻抗匹配状态。
[0097]
本实施例还提供一种实现自适应阻抗匹配的方法，该方法为：
[0098]
先进行前述的s1
‑
s3，得到真实负载阻抗后，进行以下步骤：
[0099]
s4、由上述真实负载阻抗可以推算出为达到阻抗匹配所需的可调电容值和可调电感值，并将这两个值由前述二进制小数方法计算，从而得到每一个继电器的通断状态；
[0100]
s5、由控制器调控各继电器到对应的通断状态后，从而使阻抗网络调整到阻抗匹配状态。
[0101]
以上所描述的装置或方法实施例仅仅是示意性的，仅为本发明的具体实施方式，用以说明本发明的技术方案，而非对其进行限制。可以理解的是，对本领域普通技术人员来说，可以根据本发明的技术方案及本发明构思加以等同替换或改变，而所有这些改变或替换都应属于本发明所附的权利要求的保护范围。