1.本发明涉及射频微波领域，特别涉及混合连续类的双频宽带高效率功率放大器及其构建方法。
背景技术：
：：2.第五代移动通信技术已在全球范围内快速发展，为人类进入工业4.0时代奠定了坚实的无线通信技术基础。5g基站的数目将是4g基站的3倍，能耗也将更大。功率放大器作为无线通信系统发射机中至关重要的模块，其价格昂贵，能耗高，它不仅直接决定发射机的性能，还影响到整个无线通信系统的表现。因此，在保证功率放大器各项指标的前提下，提高功率放大器的效率尤为重要。目前2g、3g、4g、5g等多种通信技术并存，采用同时支持多个频段的功率放大器可以减少基站中器件的使用。采用单体功率放大器实现多频覆盖的主流方法有宽带功率放大器和双频功率放大器，而宽带功率放大器在带宽超过一倍频程时会存在带宽和效率相互制约的问题。另外，传统的双频功率放大器仅能在某两个频点处实现较高的效率。双频点功率放大器难以满足通信需求，采用精准谐波控制的方法只考虑到单一频点的效率提升，而忽略了一定频率范围内的效率提升。3.最新的文献报道中，杭州电子科技大学的赵众等人提出了一种基于低通滤波匹配网络的高效率并发双频功率放大器设计方法(赵众,刘国华,程知群.基于低通滤波匹配网络的双频功率放大器设计[j/ol].微波学报:1-6[2021-10-29].http://kns.cnki.net/kcms/detail/32.1493.tn.20210826.1639.002.html.)。设计并制造了一款工作在1.5～1.7ghz与2.3～2.5ghz的高效率双频功率放大器，在两频带内，功率附加效率大于66％以及输出功率大于40dbm。2019年，李国金等人采用分布式pin开关和并发双波段阻抗变换网络，设计了一款工作在950mhz及3400mhz的双频功率放大器(李国金,吴凡,南敬昌,高明明.并发双波段可重构功率放大器仿真设计[j].微电子学,2019,49(01):49-54.)，附加功率效率分别为59％和64％，输出功率约为40dbm。同年，南敬昌等人提出了一种新型的双频阻抗变换器结构，该阻抗变换器采用t型与π型结构相结合的方式设计了一款可同时应用于td－lte和gsm网络的双波段射频功率放大器(南敬昌,余航,高明明.双波段射频功率放大器理论与设计[j].微波学报,2019,35(06):49-55.)。在945mhz及2600mhz饱和输出功率分别为40.09dbm及39.5dbm，漏极效率分别为47.8％及52％。上述研究成果仅在两个频点及较小带宽范围内实现高效率和高输出功率，且电路尺寸偏大，成本较高。[0004]因此，如何在保持双频功率放大器的输出功率、饱和漏极效率较高的情况下，拓展相应频段的带宽成为本领域普通技术人员亟待解决的课题。技术实现要素：[0005]本发明的目的是提供混合连续类的双频宽带高效率功率放大器及构建方法，采用结构简单的高频段谐波控制网络和低频段谐波控制网络及双频段输出网络，同时满足高频段及低频段的谐波控制和基波匹配，降低电路的复杂性。此外，本发明克服传统谐波控制网络带来的带宽限制问题，使功率放大器在低频段工作在连续j类模式，高频段工作在连续f类模式，在保证两个频段高效率的同时拓展带宽。[0006]本发明的目的至少通过如下技术方案之一实现。[0007]混合连续类的双频宽带高效率功率放大器，包括双频输入匹配网络、晶体管、高频带谐波控制网络、低频带谐波控制网络及双频输出匹配网络、栅极偏置网络和漏极偏置网络；[0008]其中，双频输入匹配网络的输入端作为功率输入端，其输出端接晶体管的栅极；栅极偏置网络并联在双频输入匹配网络中；[0009]晶体管的漏极与高频带谐波控制网络相连，漏极偏置网络并联在高频带谐波控制网络中；[0010]高频带谐波控制网络的输出端连接低频带谐波控制网络及双频输出匹配网络进行功率输出。[0011]进一步地，所述高频带谐波控制网络包括第一微带线tl1、第二微带线tl2、第七微带线tl7和第八微带线tl8；[0012]第一微带线tl1和第二微带线tl2顺次串联连接；第七微带线tl7和第八微带线tl8并联接入到第一微带线tl1与第二微带线tl2之间；[0013]其中，第一微带线tl1的一端与晶体管的漏极连接，另一端接入第七微带线tl7、第八微带线tl8以及第二微带线tl2的一端，第二微带线tl2的另一端连接低频带谐波控制网络及双频输出匹配网络；[0014]第七微带线tl7为短路短截线，第八微带线tl8为开路短截线。[0015]进一步地，所述低频带谐波控制网络及双频输出匹配网络包括顺次串联连接的第三微带线tl3、第四微带线tl4、第五微带线tl5和第六微带线tl6；[0016]其中，第三微带线tl3的一端与第二微带线tl2的另一端相连，第三微带线tl3的另一端与第四微带线tl4的一端相连，第四微带线tl4的另一端与第五微带线tl5的一端相连，第五微带线tl5的另一端与第六微带线tl6的一端相连，第六微带线tl6的另一端与功率输出端相连。[0017]进一步地，双频输入匹配网络包括顺次串联连接的第九微带线tl9、第十微带线tl10、第十一微带线tl11和第十二微带线tl12；[0018]其中，第九微带线tl9的一端作为功率输入端，第九微带线tl9的另一端与第十微带线tl10的一端相连，第十微带线tl10的另一端与第十一微带线tl11的一端相连，第十一微带线tl11的另一端与第十二微带线tl12的一端相连，第十二微带线tl12的另一端与晶体管的栅极相连。[0019]进一步地，所述高频带谐波控制网络中，第一微带线tl1的特征阻抗z1∈(15ω,30ω)，第一微带线tl1的电长度βl1∈(10°@fh0,30°@fh0)，第二微带线tl2的特征阻抗z2∈(15ω,30ω)，第二微带线tl2的电长度βl2∈(10°@fh0,30°@fh0)，第七微带线tl7的特征阻抗z7＝50ω，第七微带线tl7的电长度βl7＝λ/4@3*fh0，第八微带线tl8的特征阻抗z8＝30ω，第八微带线tl8的电长度βl8＝λ/4@2*fh0；其中，fh0表示高频带的中心频点；λ表示波长，@表示在某频率处，λ/4@f0表示在频率f0处的四分之一波长，其他同理。[0020]进一步地，所述低频带谐波控制网络及双频输出匹配网络同时实现低频段的谐波控制和双频段的基波匹配功能，具体如下：[0021]第三微带线tl3、第四微带线tl4、第五微带线tl5和第六微带线tl6均采用切比雪夫低通滤波器设计方法设计，具体如下：[0022]根据公式(1)计算出低频段的部分带宽：[0023][0024]其中，fl0表示设计频段的低频带的中心频点，fll表示设计频段的低频带的下边带频率，flh表示设计频段的低频带的上边带频率；[0025]通过仿真软件获得第三微带线tl3与第二微带线tl2的连接点处阻抗值，若阻抗的虚部接近0，此时直接取实部作为源阻抗，记作r0；反之，则需要添加补偿线将虚部进行补偿至0；目标转换阻抗记作rn+1；根据公式(2)计算出阻抗变换比：[0026][0027]带内纹波系数是指滤波器的频响中通带的最大幅值和最小幅值的差，设计匹配网络时通常要求带内纹波系数《0.1；[0028]根据阻抗变换比、部分带宽及目标带内纹波系数，查阅文献确定切比雪夫低通滤波器的阶数，并且获得切比雪夫低通滤波器原型的归一化元件参数；根据公式(3)～公式(5)将归一化元件参数转换为实际元件参数后，再根据公式(6)～公式(9)将每一个元件转换为相应的微带线，即可确定第三微带线tl3、第四微带线tl4、第五微带线tl5和第六微带线tl6的特征阻抗及电长度，具体如下：[0029][0030][0031]ωm＝2*π*fl0ꢀꢀꢀ(5)[0032]其中，c′为归一化元件的电容值，l′为归一化元件的电感值；c为实际电容值，l为实际电感值；ωm为低频段中心频点fl0的角频率；[0033]采用理查德变换将集总元件参数值转换为微带线的电长度及特征阻抗，其中串联电感转换公式为(6)～(7)：[0034]jxl＝jltanβlkꢀꢀꢀ(6)[0035]zk＝lꢀꢀꢀ(7)[0036]并联电容转换公式为(8)～(9)：[0037]jbc＝jctanβlkꢀꢀꢀ(8)[0038][0039]其中，xl为感抗，bc为容抗，zk为第k微带线tlk的特征阻抗，βlk为第k微带线tlk的电长度；采用以上公式计算出低频带谐波控制网络及双频输出匹配网络的微带线的特征阻抗及电长度。[0040]进一步地，所述双频输入匹配网络能够实现由目标转换阻抗到两个目标频段基波源端高效率阻抗空间的匹配，具体如下：[0041]第九微带线tl9、第十微带线tl10、第十一微带线tl11和第十二微带线tl12均采用上述切比雪夫低通滤波器设计方法设计，其特征阻抗及电长度由公式(1)～公式(9)计算得出。[0042]混合连续类的双频宽带高效率功率放大器的构建方法，包括以下步骤：[0043]s1、对晶体管进行基波阻抗源牵引与负载牵引，取最大效率点与最大功率点连线的中点作为最佳阻抗点，反复迭代直到最佳阻抗点不再发生变化；将基波阻抗设置为最佳阻抗点仿真得到等效率圆和等输出功率圆曲线，选择符合预期设计目标等效率圆和等输出功率圆；对晶体管进行二次谐波源牵引与负载牵引，取最大效率点与最大功率点连线的中点作为最佳二次谐波阻抗点，反复迭代直到最佳二次谐波阻抗点不再发生变化，获得预期设计目标的等效率圆和等输出功率圆；对目标频段的频点依次进行牵引，将不同频点处的等效率圆绘制在史密斯原图上作为之后所需要匹配到的源端及负载端基波与二次谐波高效率阻抗空间；[0044]s2、对晶体管进行直流扫描，选取晶体管静态工作点于深ab类；采用四分之一波长的高阻抗线并联旁路电容的方法设计栅极偏置网络及漏极偏置网络；其中，栅极偏置网络及漏极偏置网络中的四分之一波长的高阻抗线能够有效的防止射频信号泄漏到电源；并联电容的目的是防止直流电源中的低频分量泄漏到射频信号中，对射频信号产生干扰；[0045]s3、根据传统f类谐波控制网络设计方法构建高频带谐波控制网络，即控制高频带中心频点的二次谐波短路，三次谐波开路；[0046]s4、采用切比雪夫低通滤波器结构构建双频输入匹配网络与低频带谐波控制网络及双频输出匹配网络，实现高次谐波短路，同时使两个频段的频点由目标转换阻抗转换到高效率阻抗空间上，实现高效率的同时扩展目标频段的带宽；[0047]s5、对整体电路进行小信号仿真，小信号仿真中重点关注稳定性及s参数；[0048]s6、对整体电路进行大信号仿真，大信号仿真中重点关注饱和输出功率，饱和输出功率下的漏极效率与附加功率效率以及1db压缩点下的增益。[0049]进一步地，步骤s5中，首先确定整体电路是否在全频段稳定，若不稳定则需要在晶体管的栅极处添加rc稳定网络以及在晶体管的栅极与栅极偏置网络间添加电阻；[0050]其次，观察s11与s21是否在目标频段内达到要求，若s11与目标要求相差大于10％，此时需要调节双频输入匹配网络；若s21与目标要求相差大于10％，则需要调节高频带谐波控制网络低频带谐波控制网络及双频输出匹配网络，最终使s11与s21在目标频段内达到要求。[0051]进一步地，步骤s6中，若输出功率及饱和输出功率下的漏极效率低于目标要求，此时需要对高频带谐波控制网络低频带谐波控制网络及双频输出匹配网络进行调节，使输出功率及饱和输出功率下的漏极效率达到目标要求。[0052]相比于现有技术，本发明的有益效果是：[0053]本发明提供混合连续类的双频宽带高效率功率放大器及其构建方法，采用结构简单的高频段谐波控制网络实现对高频段中心频点进行二次谐波及三次谐波的控制，使功率放大器在高频段的中心频点工作在f类模式，高频段工作在连续f类的工作模式，在保证高效率的同时拓展高频段的带宽。采用切比雪夫低通滤波器的设计方法设计结构简单的低频段谐波控制网络及双频段输出网络和双频段输入网络，实现晶体管源端及负载端高次谐波的短路，使得功率放大器工作在连续j类模式，在保证高效率的同时拓展高频段的带宽。本发明在两个宽带频段上实现了较高的漏极效率及附加功率效率。附图说明[0054]图1为本发明提出的混合连续类的双频宽带高效率功率放大器的结构框图。[0055]图2为本发明中高频段谐波控制网络、低频段谐波控制网络及双频输出匹配网络的电路结构示意图。[0056]图3为本发明中双频输入匹配网络的电路结构示意图。[0057]图4为目标频段源牵引高效率阻抗空间图。[0058]图5为目标频段负载牵引高效率阻抗空间图。[0059]图6为本发明实施例中的s参数曲线示意图。[0060]图7为本发明实施例1中目标频段内饱和输出功率、漏极效率及附加功率效率图。[0061]图8为本发明实施例2中目标频段内饱和输出功率、漏极效率及附加功率效率图。[0062]图9为本发明实施例3中目标频段内饱和输出功率、漏极效率及附加功率效率图。具体实施方式[0063]下面结合对本发明的较佳实施例进行详细阐述，以使本发明的优点和特征能更易于被本领域技术人员理解，从而对本发明的保护范围作出更为清楚的界定。显然，本领域的普通技术人员可以通过对说明书的阅读获取本发明的核心思想和优势，本发明的应用场景不局限于说明书中的实施例，可以应用于不同实施方式。另外，本发明中的其他细节也可以在不背离本发明精神的原则下被适当修改和替换，任何不付出创造性劳动的其他实施例，均应属于本发明的保护范围。[0064]需要注意的是，附图仅用于示例性说明，不能理解为本发明的限制。为了更好的描述实施例，附图通常以简洁形式给出，图中细节和尺寸只适用于本实施例，并不代表特定的比例。[0065]实施例1：[0066]混合连续类的双频宽带高效率功率放大器，如图1所示，包括双频输入匹配网络101、晶体管102、高频带谐波控制网络103、低频带谐波控制网络及双频输出匹配网络104、栅极偏置网络105和漏极偏置网络106；[0067]其中，双频输入匹配网络101的输入端作为功率输入端，其输出端接晶体管102的栅极；栅极偏置网络105并联在双频输入匹配网络101中；[0068]晶体管102的漏极与高频带谐波控制网络103相连，漏极偏置网络106并联在高频带谐波控制网络103中；[0069]高频带谐波控制网络103的输出端连接低频带谐波控制网络及双频输出匹配网络104进行功率输出。[0070]本实施例中，双频输入匹配网络101能够实现由50欧姆到两个目标频段基波源端高效率阻抗空间的匹配。高频带谐波控制网络103、低频带谐波控制网络及双频输出匹配网络104能够实现两个目标频段高次谐波的控制及两个目标频段基波的负载端高效率阻抗空间到50欧的匹配。[0071]如图2所示，所述高频带谐波控制网络103包括第一微带线tl1、第二微带线tl2、第七微带线tl7和第八微带线tl8；[0072]第一微带线tl1和第二微带线tl2顺次串联连接；第七微带线tl7和第八微带线tl8并联接入到第一微带线tl1与第二微带线tl2之间；[0073]其中，第一微带线tl1的一端zl点与晶体管102的漏极连接，另一端a点接入第七微带线tl7、第八微带线tl8以及第二微带线tl2的一端a点，第二微带线tl2的另一端连接低频带谐波控制网络及双频输出匹配网络104；[0074]第七微带线tl7为短路短截线，第八微带线tl8为开路短截线。[0075]本实施例中，高频带谐波控制网络103中的第七微带线tl7控制高频段的中心频点在a点处三次谐波开路、第八微带线tl8控制高频段的中心频点在a点处二次谐波短路，使晶体管102在高频段的中心频点处工作在f类模式。[0076]如图2所示，所述低频带谐波控制网络及双频输出匹配网络104包括顺次串联连接的第三微带线tl3、第四微带线tl4、第五微带线tl5和第六微带线tl6；[0077]其中，第三微带线tl3的一端与第二微带线tl2的另一端b点相连，第三微带线tl3的另一端c点与第四微带线tl4的一端相连，第四微带线tl4的另一端d点与第五微带线tl5的一端相连，第五微带线tl5的另一端e点与第六微带线tl6的一端相连，第六微带线tl6的另一端zl’点与功率输出端相连。[0078]本实施例中，低频带谐波控制网络及双频输出匹配网络104包括第三微带线tl3至第六微带线tl6控制低频段二次谐波短路使晶体管102在低频段工作在连续j类模式。[0079]如图3所示，双频输入匹配网络101包括顺次串联连接的第九微带线tl9、第十微带线tl10、第十一微带线tl11和第十二微带线tl12；[0080]其中，第九微带线tl9的一端zs’点作为功率输入端，第九微带线tl9的另一端f点与第十微带线tl10的一端相连，第十微带线tl10的另一端g点与第十一微带线tl11的一端相连，第十一微带线tl11的另一端h点与第十二微带线tl12的一端相连，第十二微带线tl12的另一端zs点与晶体管102的栅极相连。[0081]所述高频带谐波控制网络103中，第一微带线tl1的特征阻抗z1∈(15ω,30ω)，第一微带线tl1的电长度βl1∈(10°@fh0,30°@fh0)，第二微带线tl2的特征阻抗z2∈(15ω,30ω)，第二微带线tl2的电长度βl2∈(10°@fh0,30°@fh0)，第七微带线tl7的特征阻抗z7＝50ω，第七微带线tl7的电长度βl7＝λ/4@3*fh0，第八微带线tl8的特征阻抗z8＝30ω，第八微带线tl8的电长度βl8＝λ/4@2*fh0；其中，fh0表示高频带的中心频点；λ表示波长，@表示在某频率处，λ/4@f0表示在频率f0处的四分之一波长，其他同理。[0082]所述低频带谐波控制网络及双频输出匹配网络104同时实现低频段的谐波控制和双频段的基波匹配功能，具体如下：[0083]第三微带线tl3、第四微带线tl4、第五微带线tl5和第六微带线tl6均采用切比雪夫低通滤波器设计方法设计，具体如下：[0084]根据公式(1)计算出低频段的部分带宽：[0085][0086]其中，fl0表示设计频段的低频带的中心频点，fll表示低频带的下边带频率，flh表示低频带的上边带频率。[0087]通过仿真软件获得第三微带线tl3与第二微带线tl2的连接点b点处阻抗值，若阻抗的虚部接近0，此时直接取实部作为源阻抗，记作r0；反之，则需要添加补偿线将虚部进行补偿至0；目标转换阻抗为50欧姆，记作rn+1；根据公式(2)计算出阻抗变换比：[0088][0089]带内纹波系数是指滤波器的频响中通带的最大幅值和最小幅值的差，设计匹配网络时通常要求带内纹波系数《0.1；[0090]本实施例中，查阅文献matthaeigl.tablesofchebyshevimpedance–transformingnetworksoflow-passfilterform[j].proceedingsoftheieee,1964,52(8):939-963中table1～table5确定切比雪夫低通滤波器的阶数。根据获得的滤波器阶数、阻抗变换比及部分带宽，查阅文献matthaeigl.tablesofchebyshevimpedance–transformingnetworksoflow-passfilterform[j].proceedingsoftheieee,1964,52(8):939-963中table6～table10确定切比雪夫低通滤波器原型的归一化元件参数。根据公式(3)～公式(5)将归一化元件参数转换为实际元件参数后，再根据公式(6)～公式(9)将每一个元件转换为相应的微带线，即可确定第三微带线tl3、第四微带线tl4、第五微带线tl5和第六微带线tl6的特征阻抗及电长度。[0091][0092][0093]ωm＝2*π*fl0ꢀꢀꢀ(5)[0094]其中，c′为归一化元件的电容值，l′为归一化元件的电感值；c为实际电容值，l为实际电感值；ωm为低频段中心频点fl0的角频率；[0095]采用理查德变换将集总元件参数值转换为微带线的电长度及特征阻抗，其中串联电感转换公式为(6)～(7)：[0096]jxl＝jltanβlkꢀꢀꢀ(6)[0097]zk＝lꢀꢀꢀ(7)[0098]并联电容转换公式为(8)～(9)：[0099]jbc＝jctanβlkꢀꢀꢀ(8)[0100][0101]其中，xl为感抗，bc为容抗，zk为第k微带线tlk的特征阻抗，βlk为第k微带线tlk的电长度；采用以上公式计算出低频带谐波控制网络及双频输出匹配网络104的微带线的特征阻抗及电长度。[0102]转换到本实施例中，取fl0＝2.5g，fll＝2.3g,flh＝2.7g,fh0＝3.5g。计算出的具体的特征阻抗及电长度后，借助仿真软件将其转换为微带线的长宽微调后取值如表1所示。[0103]表1[0104][0105][0106]所述双频输入匹配网络101能够实现由50欧姆到两个目标频段基波源端高效率阻抗空间的匹配，具体如下：[0107]第九微带线tl9、第十微带线tl10、第十一微带线tl11和第十二微带线tl12均采用切比雪夫低通滤波器设计方法设计，其特征阻抗及电长度由公式(1)～公式(9)计算得出。[0108]转换到本实施例中，计算出具体的特征阻抗及电长度后，借助仿真软件将其转换为微带线的长宽微调后取值如表2所示。[0109]表2[0110][0111]本实施例中，所选取的晶体管102为ganhemt，型号是cree公司的cgh40025f，源极接地，栅极偏压为-3.1v，漏级偏压为+28v，漏极静态电流为68ma。[0112]图4及图5分别为本发明中2.3g～2.7g及3.3g～3.7g源牵引及负载牵引获得的高效率阻抗空间。图4给出源牵引获得的两个频段的高效率阻抗空间，落在史密斯原图的左下方。由图5可观察到低频段2.3g～2.7g负载端高效率阻抗空间落在史密斯原图的上半部分，高频段3.3g～3.7g负载端高效率阻抗空间落在史密斯原图的下半部分。通过输入匹配网络101将50欧姆阻抗转换到对应频段源牵引高效率阻抗空间上，通过高频带谐波控制网络103、低频带谐波控制网络及双频输出匹配网络104将50欧姆阻抗转换到对应频段负载牵引高效率阻抗空间上。[0113]根据如上描述设计的功放，通过仿真软件进行电路仿真，整体电路的s参数仿真结果见图6，s11曲线在两个目标频段出现明显的向下凹陷，s21曲线在两个目标频段均大于12db，具有较高的增益。采用仿真软件对整体电路进行大信号仿真，结果如图7所示，在目标频段内输出功率均大于43dbm，漏极效率大于69.8％，pae均大于63.5％。其中在2.5g漏极效率达到77.021％，3.5g增益达到13.236，pae达到66.231％，2.3g～2.7g漏极效率均大于72.6％，3.3g～3.7g漏极效率均大于69.8％。两个频带的带宽为400mhz，部分带宽均大于10％。[0114]实施例2：[0115]实施例2中采用与实施例1相同的结构，本实施例中相较于实施例1将第一微带线tl1与第一微带线tl2的电长度设置为范围最小值。其中，第一微带线tl1的特征阻抗z1＝18ω，第一微带线tl1的电长度βl1＝10°@3.5ghz，第二微带线tl2的特征阻抗z2＝14.7ω，第二微带线tl2的电长度βl2＝10°@3.5ghz。采用实施例1中的设计方法，借助仿真软件微调后，第一微带线tl1至第十二微带线tl12的宽长如表3所示。[0116]表3[0117][0118]采用仿真软件对实施例2的整体电路进行大信号仿真，结果如图8所示，在目标频段内输出功率均大于44.206dbm，漏极效率大于59.229％，pae均大于55.596％。其中在2.5g漏极效率达到75.142％，3.7g漏极效率达到69.718％。[0119]实施例3：[0120]实施例3中采用与实施例1相同的结构，本实施例中相较于实施例1将第一微带线tl1与第一微带线tl2的电长度设置为范围最大值。其中，第一微带线tl1的特征阻抗z1＝6.8ω，第一微带线tl1的电长度βl1＝30°@3.5ghz，第二微带线tl2的特征阻抗z2＝14.3ω，第二微带线tl2的电长度βl2＝30°@3.5ghz。采用实施例1中的设计方法，借助仿真软件微调后，第一微带线tl1至第十二微带线tl12的宽长如表4所示。[0121]表4[0122][0123]采用仿真软件对实施例3的整体电路进行大信号仿真，结果如图9所示，在目标频段内输出功率均大于44.373dbm，漏极效率大于53.025％，pae均大于43.187％。其中在2.7g漏极效率达到71.949％，3.7g漏极效率达到71.561％。[0124]从上述描述中，显而易见的是，本发明的实施例描述了混合连续类的双频宽带高效率功率放大器及其构建方法，以便用一种简单网络结构，同时实现两个频段内的谐波控制及阻抗匹配，使功率放大器在两个频段内工作在两种连续模式下。在保证两个频段内高效率的同时，拓展两个频段的带宽。此外，本发明实现的功率放大器能克服传统谐波控制网络带来的带宽限制问题，并且在两个宽频段内实现较高的漏极效率为多种通信技术并存的移动通信系统实现更宽工作频带提供可能。[0125]以上所述仅为本发明的较佳实施例，描述的实施例在各方面仅阐述性而非限定性，并不因此限制本发明的保护范围。本领域的技术人员应该明白，在不脱离本发明的精神和范围的情况下，还可以对本发明进行形式和细节的改变，并不受限于此处的特定实施例，凡是利用本发明说明书及附图内容所作的等效结构或等效流程变换、排列，或直接或间接运用在其他相关的
技术领域：
：，均同理包括在本发明的保护范围内。当前第1页12当前第1页12