放大器电路的输出匹配电路及放大器电路的制作方法

1.本实用新型涉及通信电路领域，尤其涉及一种放大器电路的输出匹配电路及放大器电路。


背景技术：

2.随着通信技术的发展，3gpp制定了越来越多的标准对频谱资源进行利用划分。频谱资源的紧缺也对传输信号的线性度提出了更高的要求。为了减小不同频段间的相互干扰，通信系统对传输信号的线性度要求越来越高，避免信号失真，对信号质量而言尤为重要。现有技术多以单阶谐波抑制为主，即采用谐振在单频点的陷波电路进行二阶谐波的抑制，搭配二阶电感电容匹配电路可以实现：1)带通增益；2)单频谐波抑制。
3.现有技术的电路结构能够有效衰减二次谐波功率，同时形成带通通路，使放大器电路在期望频段工作。但是宽频谐波抑制效果较差，即二次谐波临近频点谐波抑制不够理想。
4.有鉴于此，设计出一种放大器电路的输出匹配电路的优化结构是至关重要的。


技术实现要素：

5.本实用新型的目的在于克服现有技术存在的不足，提供一种放大器电路的输出匹配电路及放大器电路。
6.为了实现以上目的，本实用新型的技术方案为：
7.一种放大器电路的输出匹配电路，包括第一lc并联谐振网络、第一lc匹配网络、第二lc匹配网络、第一电容和第一电感，第一lc并联谐振网络与第一lc匹配网络串联，所述第一lc匹配网络包括串联连接的第二lc并联谐振网络和第二电容，所述第二lc匹配网络跨接于所述第一lc匹配网络与所述第一电容的连接点与地之间，所述第二lc匹配网络包括并联连接的第一lc串联谐振网络、第二lc串联谐振网络和第三电容，所述第一电感跨接于所述第一电容与输出匹配电路的输出端的连接点与地之间。
8.作为优选，所述第一lc并联谐振网络包括并联连接的第四电容和第二电感。
9.作为优选，所述第二lc并联谐振网络包括并联连接的第五电容和第三电感。
10.作为优选，所述第一lc串联谐振网络包括串联连接的第六电容和第四电感，所述第二lc串联谐振网络包括串联连接的第七电容和第五电感。
11.作为优选，所述第一lc串联谐振网络谐振于第一频段的较低频点，所述第二lc串联谐振网络谐振于第一频段的较高频点。
12.作为优选，所述第二lc并联谐振网络谐振于第一频段的中心频点。
13.作为优选，所述第一频段的范围为4.8ghz～5.2ghz，其中，较低频点的范围为4.8～4.9ghz，较高频点的范围为5.1ghz～5.2ghz，中心频点的范围为4.9ghz～5.1ghz。
14.作为优选，所述第一lc并联谐振网络谐振于第二频段的中心频点。
15.作为优选，所述第二频段的范围在6ghz以下，其中心频点的范围为2.4ghz～
2.5ghz。
16.一种放大器电路，包括输入匹配电路、hbt功率放大器、偏置电路、电源以及上述的放大器电路的输出匹配电路，所述hbt功率放大器分别与所述输入匹配电路、偏置电路以及所述第一lc并联谐振网络和所述第二lc并联谐振网络的连接点连接，所述电源与所述第一lc并联谐振网络串联。
17.相比于现有技术，本实用新型的有益效果为：
18.(1)本实用新型改良现有的匹配电路，使其在整体保持原有二阶电感电容匹配电路架构的前提下实现宽频谐波抑制，该匹配电路结构应用到实际电路中同时可优化工作频段的增益平坦度。
19.(2)本实用新型提出的放大器电路的电路线性度相关性能得到提升，可在一定程度上提高增益压缩1db输出功率及功率附加效率。
20.(3)本实用新型提出的放大器电路的输出匹配电路能够提高谐波抑制能力，对电路的输入匹配特性几乎不受影响，设计优化过程导入变量小，易于操作。
附图说明
21.图1为本技术的实施例的放大器电路的示意图；
22.图2为本技术的实施例的放大器电路的输出匹配电路的示意图；
23.图3为本技术的实施例的放大器电路的输出匹配电路的等效电路图；
24.图4为本技术的实施例的放大器电路的输出匹配电路的s参数性能结果图；
25.图5为本技术的对比例的放大器电路的示意图；
26.图6为本技术的实施例和对比例的放大器电路的s参数性能结果图；
27.图7为本技术的实施例和对比例的放大器电路的s参数性能结果图的放大图；
28.图8为本技术的实施例和对比例的放大器电路在2.5ghz下1-tone(单音)大信号性能结果图；
29.图9为本技术的实施例和对比例的放大器电路在2.4ghz下1-tone(单音)大信号性能结果图；
30.图10为本技术的实施例和对比例的放大器电路在2.6ghz下1-tone(单音)大信号性能结果图；
31.附图标记：1、第一lc并联谐振网络；2、第一lc匹配网络；3、第二lc匹配网络；21、第二lc并联谐振网络；31、第一lc串联谐振网络；32、第二lc串联谐振网络。
具体实施方式
32.以下结合附图和具体实施例对本实用新型做进一步解释。本实用新型的各附图仅为示意以更容易了解本实用新型，其具体比例可依照设计需求进行调整。文中所描述的图形中相对元件的上下关系以及正面/背面的定义，在本领域技术人员应能理解是指构件的相对位置而言，因此皆可以翻转而呈现相同的构件，此皆应同属本说明书所揭露的范围。
33.实施例
34.参考图1-3，本技术的实施例提出了一种放大器电路，包括输入匹配电路、hbt功率放大器、偏置电路、电源以及输出匹配电路，参考图2，该放大器电路的输出匹配电路包括第
一lc并联谐振网络1、第一lc匹配网络2、第二lc匹配网络3、第一电容c1和第一电感l1，第一lc并联谐振网络1与第一lc匹配网络2串联，第一lc匹配网络2包括串联连接的第二lc并联谐振网络21和第二电容c2，其中，第一lc并联谐振网络1包括并联连接的第四电容c4和第二电感l2。第二lc并联谐振网络21包括并联连接的第五电容c5和第三电感l3。第二lc匹配网络3跨接于第一lc匹配网络2与第一电容c1的连接点与地之间，第二lc匹配网络3包括并联连接的第一lc串联谐振网络31、第二lc串联谐振网络32和第三电容c3，第一电感l1跨接于第一电容c1与输出匹配电路的输出端的连接点与地之间。其中，第一lc串联谐振网络31包括串联连接的第六电容c6和第四电感l4，第二lc串联谐振网络32包括串联连接的第七电容c7和第五电感l5。
35.在放大器电路中，hbt功率放大器分别与输入匹配电路、偏置电路以及第一lc并联谐振网络1和第二lc并联谐振网络21的连接点连接，电源与第一lc并联谐振网络1串联。
36.在具体的实施例中，参考图3，由第六电容c6、第四电感l4、第七电容c7、第五电感l5和第三电容c3共同组成的第二lc匹配网络3可等效为一个电容器c11，其中，第六电容c6和第四电感l4构成的第一lc串联谐振网络31谐振于第一频段的较低频点，第一频段的范围为4.8ghz～5.2ghz，其中，该第一频段可为期望二次谐波宽频谐波抑制带，较低频点的范围为4.8～4.9ghz，作为优选，该较低频点为4.9ghz，从而在该频点形成对地低阻抗通路，以达到滤除该频点信号的效果。第七电容c7和第五电感l5构成的第二lc串联谐振网络32谐振于第一频段的较高频点。该第一频段可为期望二次谐波宽频谐波抑制带，较高频点的范围为5.1ghz～5.2ghz，作为优选，该较高频点为5.2ghz，从而在该频点形成对地低阻抗通路，以达到滤除该频点信号的效果。而第三电容c3在整个结构中作为电容调谐器，调整第三电容c3使得该部分结构的等效电容c11达到设计要求的规格。
37.在具体的实施例中，第五电容c5、第三电感l3和第二电容c2构成的第一lc匹配网络2可等效为一个电感器l14，其中，第五电容c5和第三电感l3构成的第二lc并联谐振网络21谐振于第一频段的中心频点。该第一频段可为期望二次谐波宽频谐波抑制带，其中心频点的范围为4.9ghz～5.1ghz。作为优选，该中心频点为5ghz，从而在该频点附近频段形成高阻通路，以达到阻断该点信号通过射频通路的效果。而第二电容c2在整个结构中作为电容调谐器，调整第二电容c2使得该部分结构的等效电感l14达到设计要求的规格。
38.在具体的实施例中，第四电容c4和第二电感l2构成的第一lc并联谐振网络1可等效为一个电感器l12，并且第一lc并联谐振网络1谐振于第二频段的中心频点。其中，第二频段的范围在6ghz以下，第二频段可为期望工作频段，其中心频点的范围为2.4ghz～2.5ghz。作为优选，该中心频点为2.5ghz。电感器l12作为射频信号扼流圈防止射频信号泄露到电源端。由第四电容c4和第二电感l2组成的优化结构不仅可以整体呈现感性，依然能够发挥扼流圈的作用，还能够形成谐振在第二频段的中心频点(2.5ghz)的第一lc并联谐振网络1，对期望工作频段的信号呈现高阻特性，而对频段外的信号呈现低阻通路，以达到滤除临近非工作频段信号，防止其对工作频段信号造成干扰。
39.如图4所示为依据本技术的实施例的放大器电路的输出匹配电路为例，设定中心工作频率在2.5ghz的s参数结果。
40.依据s21(如m8、m9、m14、m15所注曲线)的结果，其中m8、m9可以看出该结构可以形成2.3ghz至2.6ghz的通频带，由m10、m13显示该结构可以对4.6ghz至5.4ghz的二次谐波频
段形成大于40db的衰减，越靠近5ghz频点，衰减越好，由图所示可达60db衰减。
41.依据s11(如m7、m10、m13所注曲线)的结果，其中m7可以看出该结构对中心频点2.5ghz信号的s11可至-23db，确保中心频点及附近频带也可至-10db，可有效防止信号反射。m14、m15所示二次谐波频段4.4ghz至5.4ghz的s11接近于0db，所以可以看出该结构对高次谐波具有强反射能力。
42.对比例
43.以图5所示的放大器电路结构作为对比例。
44.将本技术的实施例的放大器电路与对比例的放大器电路结构s参数性能进行比较，得到如图6所示的结果，相比于对比例，本技术的实施例从m11可以看出4.6ghz的s21可以达到-34.731db，5.4ghz的s21可达-47.638db，4.6ghz至5.4ghz的s21可至更低，体现更好的谐波抑制性能，对于二次谐波，本技术的实施例具有更宽的陷波带。
45.相比于对比例，本技术的实施例在通频带具有更高的平坦度，可避免对带外信号进行放大，干扰工作频段的信号。
46.采用本技术的实施例与对比例相比，s11变化小。在2.5ghz中心工作频点，m26(实施例)的s11为-34.615db，m40(对比例)的s11为-35.699db，两者仅相差1db左右。
47.如图7所示为对图6中1.6ghz至3.2ghz的s21进行放大比较，以2.5ghz中心工作频率分别向高频及低频作0.3ghz拓展，可以看出本技术的实施例在m41及m44的s21分别为14.240db、14.211db。与中心频率m42的s21(15.26db)相比增益衰减均约为1db。而对比例中在m49至m50的s21为递减趋势，以此得到本技术的实施例具有更好的增益平坦度。
48.如图8所示为整体放大器电路结构单音大信号性能，通过对对比例及实施例在中心频率2.5ghz做相同范围的功率扫描，得到gain(增益)、pout(输出功率)、pae(功率附加效率)的曲线。m31(增益17.147db)、m32(增益16.372db)为两者增益最大点，以此为基准取到p1db(增益压缩1db)点，m33(增益16.113db)、m30(增益15.212db)；对应功率点下的pout为m36(35.113dbm)、m37(34.712dbm)，相比较而言，本技术的实施例的p1db输出功率提高了0.4dbm；对应功率点下的pae为m35(66.15％)、m34(59.351％)，相比较而言，本技术的实施例的p1db的pae提高了6.8％；再者，在rfpower(射频输入功率)大于25dbm的区间，本技术的实施例的pae能够始终保持更好的水平。
49.如图8、图9所示为2.4ghz、2.6ghz本技术的实施例与对比例的性能比较，本技术的实施例均可在一定程度上提高p1db的pout和pae。
50.上述实施例仅用来进一步说明本实用新型的技术方案，但本实用新型并不局限于实施例，凡是依据本实用新型的技术实质对以上实施例所作的任何简单修改、等同变化与修饰，均落入本实用新型技术方案的保护范围内。