专利名称：具有减低的转换畸变的高效放大器的制作方法
技术领域：
本发明涉及功率放大器，具体地，本发明涉及在至少两个功率级之间工作的，具有减低的转换畸变，快速响应时间与改善的功率调节的一种可转换的放大器。
在Sampei的3，961，280号美国专利中公开的一种G类功率放大器在干线电压的两个级(两条正干线及两条负干线)之间转换以提供比单干线电压方法(具有一条正干线及一条负干线)更有效及较冷的运行设计。在空闲与相对地低的信号条件上，该G类功率放大器使用低馈电干线。当信号条件升高时，即当输出摆幅超过较低供电干线电压时，放大器为超过较低干线电压的输出摆幅部分自动转换到较高馈电干线。这一方法改进了设计的整体效率，因为对于大部分信号条件，放大器使有通常只是高电压干线一半电压的低电压干线。结果，输入功率，及归根结底功耗是低于传统的AB类方法的。在较低的功率级上，功耗大约为AB类的值的一半。从而，在相同的输出功率级上，可转换的G类设计可采用较可比的AB类设计小的散热装置及功率变压器。
然而，大多数已知的G类放大器设计在高频上具有严重的性能限制。典型的转换速率值是低的，并且由于器件转换限制而总的谐波畸变(THD)是高的。在已知的配置中，转换是由诸如一个二极管及一对功率晶体管完成的。这些器件的饱和与转换特征确定了干线转换时输出信号的瞬时响应，并限制了能在干线间转换的输出速度。
图3示出了与上述Sampei相似的已知G类放大器的基本电路。在该配置中，分别表示低与高电源(干线)的两个不同的电压源VL与VH被耦合到一对串联的对应放大器QL与QH上，如图所示，QH的发射极耦合到QL的集电极上。一个开关二极管DS连接在放大器QH与QL的串联之间，如图所示，并连接到较低的电压源VL上。一种类似的配置设置在使用对应的负的低与高电压-VL与-VH及放大器Q’L与Q’H的互补的或反极性侧上，它们是反相导通型的器件，如图所示。
在图3中所示的配置中，器件QH或QH’称高方器件而器件QL或QL’则称作低方器件。当输入信号Vin小于较低的干线电压VL时，高方器件QH便被切断，而低方器件QL经由DS供给正偏的输出电流。当输入信号超过较低电压VL时，高方器件VH便被接通。当出现这种情况时，开关二极管DS被反向偏压而切断来自较低电压VL的超过VL的输出信号摆幅部分的电流。在低方与高方器件的对应偏压电路中的二极管DL与DH在这两个器件之间建立了一种电压关系，从而防止了低方器件QL进入饱和状态。
已为改进G类工作的效率与性能做出过努力。例如，Dijkmans等人的4，706，035号美国专利中示出的两级输出(两正与两负)G类放大器带有一个用于将输出驱动到第二电源电压的一个引导电容器。一个开关二极管设置在低电压源的输出电路中。一个串联二极管电路设置在输出器件的基极之间。虽然引导电路改善了输出摆动，但高方输出器件仍然成为饱和的，从而降低了系统性能。
当输入信号Vin增加到较低电压VL以上或降低到其以下时，每半个周期将出现两次G类工作中的转换畸变。传统的G类工作中导致的畸变是起因于出现在这种转换上的转换延迟。
本发明是基于下述发现的工作在多种电压模式中的一个放大器可以利用独立的开关二极管的平行器件输出来实现减少转换畸变与改进功率调节。还设置了用于防止各不同电压模式中的输出器件的饱和的装置。此外，可以通过维持与输出具有预定的关系的一个小的输入驱动电流从而在模式转换之前强制高方器件进入低导电状态，而达到转换速度的宽带改进与转换畸变的减小。
在一个实施例中，本发明指向可以根据输入信号的电平在多种电压模式中转换工作的一种放大器。该放大器包括一个用于各级上的公共驱动器，并联配置的多个输出器件，各该器件工作在一个选定的电压级上并耦合到对应电压模式的公共驱动器上。各并联电路的一个输出器件串联到下一个相邻的电压级的输出器件上。开关二极管装置耦合到各电压级上的串联输出器件之间的一个节点上。
在另一个实施例中，本发明指向一种用于在电压模式之间转换的放大器，它包括各电压级的一个驱动器及一个输出器件。输出器件是串联的。并设置了用于防止公共驱动器及各级中的输出器件饱和的装置。
在另一个实施例中，本发明指向可以在各种电压模式中转换工作的一种放大器，各模式包括一个驱动器及一个输出器件。各输出器件串联在电压级之间，并在至少一个驱动器的输入端上耦合一个装置，其输出使该驱动器在电压级之间转换之前导通。
本发明是设计成减轻由高频转换效应导致的内在畸变的，并通过提供传统的系统中当前得不到的特性的组合而改进G类工作的性能。具体地，本发明提供用于在预期的输出功率级上改进功率调节的并联的高方与低方输出器件。在各对高方与低方输出器件上耦合一个独立的开关二极管以减小转换畸变，如果多个输出器件只采用一个开关二极管，便可能出现这种转换畸变。此外，各放大器有一个公共的发射极电阻器为加强电流分担。独立的开关二极管可以消除高方与低方器件中的独立的发射极电阻器，否则这些电阻器在电流分担中是不可少的。
在本发明中，在高方与低方器件中都设置了非饱和电路来改进这些器件的转换速率或转换能力。而在现有技术中，则没有充分考虑饱和，因此它一旦出现在一个功率晶体管中，转换时间便会提高大约一个数量级或更多。
作为本发明的另一个重要特征，当输入信号转换到一个参考电压(例如较低电压干线)以上或以下的一点之前，利用一个相对地低的电流来接通高方功率器件的电路便能达到低畸变的转换。换言之，在输入信号超过低干线电压之前，逐渐地接通高方器件，从而当全电压转换发生时，便能以可以忽略不计的转换畸变来完成。同样，当输入信号降低到接近较低的干线电压时，高方器件在转换过程中以低电流保持接通，从而使再次出现转换时几乎没有畸变。上述配置是实现在低频以及高频上的。
图1为例示根据本发明的一个实施例的采用接地的电源的具有低转换畸变的一种高效放大器的示意图;
图2为根据本发明的另一个实施例的采用驱动电源的具有低转换畸变的一种高效放大器的示意图;以及图3为展示一种传统的G类放大器的示意图。
图1例示了本发明采用为了便于描述而称作接地电源通路的一种具有减小的转换畸变的高效放大器的一个实施例。在本发明中，提供了从中间抽头变压器16供电的各桥式全波整流器12与14生成的双极型即加(+)与减(-)低干线电压VL及+/-高干线电压VH。滤波器电容器18、18’存储低压干线+/-VL的来自变压器16的低压绕组20的整流后的电压。同样，滤波器电容器22、22’存储高压干线+/-VH的来自变压器16的高压绕组24的整流后的电压，如图所示。通常低压绕组20具有高压绕组24的一半匝数。变压器16是示出为连接在常用的120伏电源上的。
本发明包含对应的低方器件组30与高方器件组32。低方器件中包括一个驱动器34及多个(至少两个)低方输出器件36a-36n。驱动器34的发射极以达林顿配置法公共地耦合到各该低方输出器件36a-36n的基极上。同样，高方器件32中包括一个与多个高方输出器件40a-40n公共达林顿配置的驱动器38。在负测，这些器件具有相反的导电型式，如图所示，并且标以与正侧相同的元件对应的加撇(’)的参照数字。除非需要参照一个特定的器件，在提到低方输出器件36a-36n以及高方输出器件40a-40n时将不再用字母指定。
在图1中，各低方器件36是与一个对应的高方器件40串联耦合的，如图所示。例如，低方器件36a的集电极耦合到高方器件40a的发射极上。各低方器件36a-36n的发射极耦合到一个对应的发射极电阻器42a-42n，然后到公共输出线43，如图所示。各对串联的器件36a、40a…36n、40n的发射极与集电极构成一个对应的节点45a-45n。一个对应的开关二极管44a-44n耦合在对应的节点45a-45n之间，并公共地耦合到低电压VL上。
输入信号摆动是由一对预驱动器48、48’提供的，这对预驱动器用一个由连接在偏压电源B++、B--之间的串联二极这56a-56n、双二极管52、二极管电阻器组合54、二极管55及串联二极管56a’-56n’构成的偏压串列53跨接该电路，如图所示。
高方与低方驱动器38与34的基极是由一组相对于驱动器34正向偏置的串联二极管56a-56n及一个相对于驱动器38反向偏置的二极管58耦合的。高方驱动器38由一对串联的电容器60与62耦合在高方干线VH与输出43之间。此外，驱动器38的基极由齐纳二极管64与电阻器66耦合到输出43上。电阻器68将来自高方干线VH的电流供给齐纳二极管64，如图所示。
如上所述，电路10的上下部分互为真实的镜象，而器件或者是相反地连接的或者是反向导电型的。从而，在下面的描述中，除非必要，只描述了电路10的上部一半。
在接通电源但在零输入信号条件时，放大器10如下所述从低电压电源VL开始工作。在正侧上，达林顿驱动器34与输出器件36a-36n的集电极都在低电压+VL减去由开关二极管44a-44n所建立的一个二极管电压降的电压上。类似地，在负侧，达林顿驱动器34’、输出器件36a’-36n’都在-VL减去经由开关二极管44a’-44n’的一个二极管电压降的电压上。这一配置是具有+/-VL干线并具有由偏压串列二极管55、55’及电阻器二极管组合54所确定的空载电流值的一个互补功率放大器。
低方驱动器34、34’的对应公共发射极电阻器72、72’串联到输出43上，如图所示。同样，在低压侧上，驱动器34、34’的发射极由与公共发射极电阻器72、72’并联的一个电阻器电容器组合74耦合在一起。这些部件用于在工作的交变周期中切断输出，例如以典型的B类方式。因而，各该低方器件30是用发射极电阻器42a-42n及42a’-42n’耦合到输出43上的，它们强制输出器件40a-40n及40a’-40n’之间分别对输出43的电流分担。
在根据图1的信号驱动系统中，正负预驱动器48、48’提供足够的信号摆幅来经由高方器件32驱动放大器10到全高方干线电压VH。对于摆动到但不超过VL的输出，互补预驱动器48、48’及对应的低方器件30提供一个由电压干线VL供电的放大的信号。
当在正侧上的峰值输出信号超过低电压+VL时，便为电压摆幅大于VL的部分接通驱动器38与高方输出器件40a-40n。在负侧上，驱动器38’与高方输出器件40a’-40n’则为大于-VL的摆幅驱动。在这些峰值信号摆动期间，输出电流是暂时由+/-VH干线供给的。+/-VL供电暂时停止。当信号电压降到+/-VL以下时，则由低方干线接管。在超过+/-VL的信号条件期间，高方输出器件40将低方放大器36的集电极电压提高到+/-VL以上。同时，将各低方器件36a-36n的集电极至发射极电压用串联的二极管56a-56n保持在一个不饱和的低电压值上。
本发明的一个重要特征便是为各器件36a-36n采用了独立的开关二极管44a-44n，这在转换时间上提供了显著的改进。可采用比一个单个的公共开关二极管更小及具有较低额定功率的独立的二极管。从而，它们不仅体积小及成本低，而且从性能观点上，它们能在较高的速度上开关并存储较少的能量，极大地减小畸变。同时，独立的开关二极管44a-44n使低方器件36a-36n的发射极电路中的发射极电阻器42a-42n能够公用在高方器件40a-40n的发射极电路中，从而分担输出电流。这消除了用于高方器件40a-40n的额外发射极电阻器的必要性，这是对部件需求与电路板面积的一种明显的节省。
在围绕VL的转换期间出现转换畸变。这种畸变是由多种因素导致的。首先，在电路元件中存在着分布的感应阻抗，尤其是与开关二极管44相关的电容阻抗。为了减小转换畸变，在电压转换之前逐渐地接通或切断高方器件40是有利的。例如，在高频上，一对串联的电容器60与62建立了一个分压器电路。电容器60与62是耦合在高压干线VH与输出43之间的。驱动器38的基极耦合到电容器60与62之间的节点上。在高频上，电容器60与62作为一个电抗器工作，从而当输出电压增加时，在驱动器38的基极上作用一个电流。从而，在高频上完全接通驱动器38而使高方输出器件40a-40n放大所有输入信号级上的进入信号。虽然这种配置严格地说并不是单纯的G类工作并牺牲了一些效率，但是在高频上消除一切转换畸变是有利的。本质上，这时高方器件32在高频上(例如大约10，000KHz)作为一个高功率放大器独立地工作。然而，在低频上(例如大约1KHz)，除非输入信号超过VL，并不希望完全接通高方器件32。因此，提供了一个低频电路，在转换到VL以上之前逐渐地接通高方驱动器38与器件40a-40n。该电路包括串联的齐纳二极管64及高方干线降压电阻器68。二极管64与电阻器68之间的节点67经由电阻器66耦合到驱动器38的基极上。齐纳二极管64具有一个固定的电压降，它将节点67建立在输出43以上的一个固定电压上。当输出信号升高时，节点67的电压升高而使电流流入驱动器38的基极。这使得驱动器38导通。然而，驱动器38的导通程度是基极电流的一个函数。基极中的电流量是受到电阻器66的极大限制的。因此，在输入信号转换到VL以上前，驱动器38是在一种低导通状态中的。由于高方器件是接通的，所以开关转换是可以预期的。结果，驱动器38与高方输出器件40a-40n更缓慢地从低干线电压VL转换到高干线电压VH，而得到显著地减小了的转换畸变。此外，由于在高方器件32的发射极中存在着电流，开关二极管44以较高的速度及较短的延迟开关。当信号电压降低并接近VL时，存在着延迟，使得高方器件32在电压转变到低干线VL之后的极短时间内保持接通。这样一种配置缓和了转换畸变而提供一种较为平滑的过渡。
本发明的另一特征为防止低方器件30与高方器件32两者中的饱和。这是用低方与高方器件30与32两者的基极/集电极电路中的二极管电路完成的。高方驱动器38的基极/集电极电路中包括成对的二极管58与70。该二极管对的目的为每当驱动器38的集电极/发射极电压达到大于饱和电压的一个选定的值时，便强制驱动器电流通过二极管70进入驱动器38的集电极。
在下方器件30中，二极管串列56是在低方驱动器34的基极电路中的，并且二极管58是与高方驱动器38的基极电路中的二极管串列56配对的。当输入信号等于或超过低干线电压VL时，基极二极管58成为正偏压而接通高方器件38。在这一配置中，低方驱动器34的集电极与基极之间的电压差减小到二极管串列56的电压降之和减去正偏压的基极二极管58的电压降的一个值。这样，便防止了将驱动器34驱动到饱和，从而极大地改进了其转换时间。
根据本发明，低方器件30与高方器件是防止进入饱和状态的，这是增加的驱动电流使器件达到最小的集电极至发射极电压VCE(SAT)的一个条件。从而，通过防止饱和，便极大地增进了输出恢复速度，而使转换速度值超过了每微秒40伏。通常，如果允许出现饱和则恢复时间会十倍于此，并且每微秒40伏的转换速度将是不可能的，而且畸变将是高的。
除了采用了一种驱动电源通路外，图2与图1相似，其输出点现在为公共电源并且放大器的输出是接地的。高压预驱动器48、48’被消除了并且该电路是由一个运算放大器80驱动的，该放大器是由一个稳压低电压源供电的，例如+/-15伏电源。偏压串列53中的空载电流是从该+/-15伏电源经由电阻器82、82’提供的。要说明的是，其关键性电路功能是与图1中所示的相同的，并且用相同的参照数字来指示具有类似功能的元件。图2中所示的驱动电源通路是可取的，因为它消除了在VH以上工作的高压驱动器48、48’。这便极大地简化了放大器的电源配置并且成本效益更高。
虽然已经描述的是本发明的当前认为是较佳的实施例，对于熟悉本技术的人员而言，显然可在其中作出各种变化与修改而不脱离本发明，因而所附的权利要求书旨在覆盖落在本发明的精神与范围内的这种变化与修改。
权利要求
1.一种可以根据输入信号的电平在多种电压模式中进行转换工作的放大器，包括各电压模式的电路装置，包括用于各级的一个公共驱动器，及多个平行配置的输出器件，各输出器件在一个选定的电压级上工作并耦合到对应的电压模式的公共驱动器上，各级的一个输出器件与下一个较低的级的一个输出器件串联；以及开关二极管装置，耦合在各输出器件的串联的输出端之间。
2.权利要求1的放大器，还包括用于防止各级中的公共驱动器与各输出器件的饱和的装置。
3.权利要求2的放大器，其中各级中用于防止饱和的装置包括耦合到各级上的成对的二极管装置，并且所述二极管装置的一个公共端耦合在输入端上。
4.权利要求3的放大器，其中该二极管装置包括至少多个二极管，用于提供相对于一种高压模式的低压模式中的多个电压降。
5.权利要求1的放大器，还包括耦合在该放大器的输出端与对一种升高电压模式的公共驱动器的一个输入端之间的调节器装置，用于在输入信号引发电压模式之间的转换之前便使驱动器与并联的输出器件导通。
6.权利要求5的放大器，其中该调节装置包括一个齐纳二极管。
7.权利要求5的放大器，其中该调节器还包括一个串联电阻器，用于调节对驱动器的电流，借此在一个相对地低的级上接通这些输出器件。
8.权利要求5的放大器，其中该调节器装置包括电抗装置，用于在相对高频上生成一个对驱动器的电流。
9.权利要求8的放大器，其中在所述高频上接通该驱动器而旁路电压模式之间的转换。
10.权利要求1的放大器，其中的输出器件生成分担的输出电流。
11.权利要求1的放大器，其中低电压模式中的输出器件包括与输出并联的阻抗装置，并且其中所述阻抗装置作为各输出器件的一个负载工作。
12.权利要求1的放大器，其中该驱动器与各输出器件包括耦合到一个公共输出端上的固态开关装置的互补对。
13.权利要求1的放大器，其中该驱动器与输出器件为达林顿连接的。
14.权利要求13的放大器，其中这些达林顿连接的器件具有一个耦合到该驱动器的发射极上的公共基极端。
15.一种可以根据输入信号的电平在多种电压模式中进行转换工作的放大器，包括各级的一个可饱和的驱动器，以及在一个选定的电压级上工作并耦合到对应的电压模式的驱动器上的至少一个可饱和的输出器件，各级的该至少一个输出器件串联在下一较低电压级的一个输出器件上;耦合在串联的输出端之间的开关二极管装置;以及用于防止各级中的驱动器与输出器件饱和的装置。
16.权利要求15的放大器，其中用于防止各级中的饱和的装置包括耦合到各级上的成对二极管装置，并且所述二极管装置的一个公共端耦合在输入端上。
17.权利要求16的放大器，其中该二极管装置包括至少多个二极管，用于提供相对于一种高电压模式的一种较低电压模式中的多个电压降。
18.一种可以根据输入信号的电平在多种电压模式中进行转换工作的放大器，包括各级的一个驱动器，在相对于输入信号的一个选定的电压级上工作并耦合到对应模式的驱动器上的至少一个输出器件，各级上的该至少一个输出器件串联在下一个较低电压级的一个输出器件上;耦合在串联的输出端之间的开关二极管装置;以及调节器装置，用于在输入信号达到选定的电压级之前，使各上一较高电压模式的驱动器及输出器件导通。
全文摘要
可根据输入信号的电平在多种电压模式中进行转换的放大器。各电压模式的电路包括各级上的一公共驱动器及多个平行配置的输出器件。各输出器件在一选定电压级上工作，并耦合到对应电压模式的公共驱动器上。各级的一输出器件串联在下一较低级的一输出器件上。一开关二极管电路耦合在各输出器件的串联的输出端之间。成对的二极管耦合到各级上，且它们的一公共端耦合在输入端上。一调节器在输入信号达到选定的电压级之前使各上一较高级的输出器件导通。
文档编号H03F1/32GK1106591SQ9411765
公开日1995年8月9日 申请日期1994年10月28日 优先权日1993年12月20日
发明者杰克·C·桑德迈耶 申请人:皮维电子有限公司