专利名称：能够选择性地启动放大器的移动通信发送器的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种安装在一个用于与一个基站进行通信的移动站上的移动通信发送器。
在由一个用于移动通信的发送器构成的便携电话装置中，含有一个发送功率放大单元的放大器消耗了在该电话装置中的大部分功率，从而使得便携电话装置在通话的可持续工作时间方面的性能很大程度地依赖于发送功率放大单元的信号传输的效率。便携电话装置的发送功率放大单元的信号传输的效率由高频输出功率/输入DC功率的比值表示。该效率由放大器的匹配电路的阻抗特性所决定。然而，由于该匹配电路的阻抗特性随输出功率及发送器频率变化，所以不得不根据将被用于该便携电话装置的发送器频率及输出功率来选择匹配电路的阻抗。
在现有技术的用于移动通信的发送器中，放大器的匹配电路具有一个固定的阻抗，该阻抗的选择是为了在该便携电话装置使用的频带中实现对最大功率输出的最大效率以对高频波进行高效地放大。其将在下文中被详细说明。
然而在现有技术的发送器中，由于放大器利用输入/输出匹配电路进行匹配，发送器的发送功率放大单元将在低输出功率级时产生效率降低的问题。
JP-A-57-60739公开了一种为提高低输出操作的效率而自动地从一组预置的输出匹配电路中选择出一个能够最小化效率的匹配电路的发送器。该发送器由一个用于发出一个用于选择一个输出匹配电路的切换信号的控制器和一个用于选择一个最优匹配电路及用于发送一个信号到一个除常规便携电话系统的元件之外的匹配切换电路的最优值确定单元构成。
然而，对于根据JP-A-57-60739的发送器，如果一个最优输出匹配电路作为输出功率级的一个函数来选择，发送器的放大器(晶体管)并没有被改进。换句话说，如果发送器被用于一个便携电话系统，在低于最大输出功率级的10到30dB的操作区内将不可能得到在效率上的提高。这是因为，当不得不在FET的情况中使用具有大栅宽的及在双极型晶体管情况中使用具有对应于发射极的个数的尺寸的大晶体管以适应预定的最大输出功率时，当晶体管在低于最大输出功率级的10到30dB的操作区内被驱动时，若与具有最优尺寸的晶体管相比，其在放大效率上表现出一个下降。造成这种情况的原因如下(1)大晶体管具有低阻抗并因而不能被很好地匹配。
(2)与这样一个低阻抗匹配的匹配电路本身就表现出一个高通损失。
(3)通常地，一个大晶体管由一组平行耦合的器件单元构成，由于单元性能方面的变化及单元间耦合损失使得这些单元的潜力没有被完全地发挥出来。
(4)与一个具有最适于低输出功率级的尺寸的元件相比，大晶体管表现出一个低增益。
因此，很明显，具有一个最适于低输出功率级的尺寸的晶体管的操作效率远远高于具有一个在最大输出功率级附近的操作区内特有的大尺寸的晶体管的操作效率。
发送输出的最大值与最小值的比值被称作输出动态范围，对于常规便携电话装置，其大约为30dB。然而，为了能够将便携电话装置用于近年来已投入商业应用的码分多址通信系统，其需要60到70dB的输出动态范围。因而，特别有必要让具有如此宽的动态范围的便携电话装置的发送功率放大单元有更高的效率。
然而，根据JP-A-57-60739的发送器，安排在最后级的晶体管具有一个预定尺寸，因此如果最优输出匹配电路是作为输出功率级的一个函数从一组匹配电路中选择的，其将对如所述放大器情况中大约+10到-10dBm的低输出功率级表现出一个低于10％的效率。因此，JP-A-57-60739中所公开的技术对实现一个宽输出范围并不有效。这里应注意的是JP-A-57-60739只对一个作为特例的具有用于低输出功率级的0.5W(+27dBm)和用于最大输出功率级的2W(+33dBm)的发送器进行了说明。
除此之外，如JP-A-57-60739所述的发送器由作为用于选择一个输出匹配电路的装置的多个PIN二极管构成，其必须被一直偏置以使得所有的输出匹配电路可以被顺序地切换。然后，强度为几mA的电流流过偏置的PIN二极管。由于每个输出匹配电流需要一对PIN二极管，所以对“n”个匹配电流将不得不使用总数为2×n个的PIN二极管。如果一个PIN二极管以1mA的强度消耗功率，则全部PIN二极管的功率耗散将为n×2mA而不管发送器的输出功率是多少。这导致一个严重的问题在于将需要一种节能型的便携电话装置。
本发明的一个目的是提供一种用于移动通信的发送器，其能够提供对宽输出动态范围的高效率。
根据本发明，在一个安装在用于与一个基站进行通信的移动站上的发送器中，一个发送功率放大单元由一组放大器构成，一组切换电路被分别连接到放大器的输出上。一个控制电路被连接到这些放大器及切换电路上，至少启动这些放大器中的一个并操作这些切换电路以根据移动站及基站之间的距离顺序地连接至少一个放大器。
本发明将从接下来参照附图对现有技术并的说明中被更清楚地理解，其中
图1所示为现有技术移动通信发送器的电路方框图；图2所示为图1的放大器的详细电路方框图；图3所示为发送输出功率与图1所示的发送功率放大单元的效率之间的关系图。
图4所示为根据本发明的移动通信系统的第一实施例的电路方框图；图5所示为图4的电压控制电路的详细电路图；图6所示为图4所示的控制电路的控制信号与电压控制电路的控制信号之间的关系表；图7A到7D所示为用于说明图4所示的发送器的操作的方框图；图8所示为发送输出功率与图4所示的发送功率放大单元的效率之间的关系图。
图9所示为根据本发明的移动通信系统的第二实施例的电路方框图；图10所示为图9所示的控制电路的控制信号与电压控制电路的控制信号之间的关系表；图11A到11D所示为用于说明图9所示的发送器的操作的方框图
图12和13所示为发送输出功率与图9所示的发送功率放大单元的效率之间的关系图。
在优选实施例的说明之前，将参照图1和2对现有技术的一个移动通信发送器进行说明。
图1所示的一个安装在一个移动站中的现有技术的移动通信发送器中，一个输入信号Sin被一个自动增益控制(AGC)放大器1及放大器2和3放大，并通过一个定向耦合器5作为一个输出信号Sout输出。
AGC放大器1以AGC控制电压所确定的AGC增益来放大输入信号Sin，并产生一个输出信号S1。
放大器2以一个常值增益放大AGC放大器1的输出信号S1并产生一个输出信号S2。
放大器3以一个常值增益放大放大器2的输出信号S2并产生一个输出信号S3。
放大器4以一个常值增益放大放大器3的输出信号S3并产生一个输出信号S4。
定向耦合器5将放大器4的输出信号S4的大约1/100生成到一个检测器6并将余下的输出生成为输出信号Sout。
检测器6检测来自定向耦合器5的输出信号并将其作为一个检测电压VD输出。比较器7将从控制器10获得的控制电压及来自检测器6的检测电压VD与一个参考电压VR进行比较，从而产生一个校正信号S5并将其传送到AGC电压控制电路7a以补偿检测电压VD与参考电压VR之间的偏差。AGC电压控制电路7a根据校正信号S5产生AGC控制电压。
移动站系统典型地配备有一个自动功率控制(APC)功能部件，其用于根据一个基站与该移动站之间的距离从多个预定的功率级中选择一个以控制发送器的输出功率。因此，移动站检测从基站传送来无线电波的信号强度并利用一个接收信号强度指示器(RSSI)8接收以获得一个关于基站与移动站之间距离的信号S6。距离信号S6随后被传送到一个控制电路9。
控制电路9利用距离信号S6作为一个参数从一个只读存储器(ROM)10中读出参考电压VR。
控制电路9还根据系统的需要控制一个用于将电源电压提供到AGC放大器1、放大器2，3和4，及AGC电压控制电路7a的电源11。例如，控制电路9周期性的关闭电源11，从而减少功率消耗。
如同2所示，放大器2由一个固定阻抗的输入匹配电路201，一个典型地由一个场效应晶体管(FET)构成的放大单元202及一个固定阻抗的输出匹配电路203构成。为了在被选择来满足所需的失真特性的范围内实现一个最大效率，其通过输入匹配电路201及输出匹配电路203使放大器2与50Ω的特征阻抗相匹配。注意放大器3和4具有与放大器2相同的结构。
由于技术规范要求移动站在最大输出功率级上实现理想特性，放大器2，3和4的输入匹配电路201和输出匹配电路203被排列成使得当放大器4的输出功率达到最大功率级时，其实现一个最大效率。
然而，因为匹配电路201和203排列成使得当APC的输出达到其最大功率级时，其实现放大单元的最大效率，所以如图3所示，当输出功率级被降低时，发送功率放大单元(2，3，4)的效率将被减小。
由图3可见当输出功率级为1W或更大时，发送功率放大单元(2，3，4)表现出60％或更高的效率，但当输出功率级被减小20dB(到+10dBm)时，效率将低于10％。
通常地，APC的最大输出功率级与最小输出功率级之间的偏差大约为20到30dB，在城区及移动站与基站距离很近的区域内APC以最小输出功率级操作。但是，由于当输出功率级较低时，移动站发送功率放大单元(2，3，4)表现出低效率，如果其被用于这些区域中，将不能有效地减少功率消耗。
提出一种为了提高移动站的效率而根据APC的输出功率级来调整栅偏置电压的预定功率级以减小未接收到高频信号时的放大器空载电流的技术。但由于利用该技术栅偏置电压只能从为最大功率输出所预定的功率级调整0.3V，尽管该技术可以有效地抑制在低于最大输出功率级的5到10dB的操作区内的效率降低，而实际上对低于最大输出功率级的20到30dB区不起作用，而与不使用该技术的情况一样，效率将低于10％。
图4所示的本发明的第一实施例中，在图1所示的AGC放大器2和放大器3之间提供有一个切换电路21，在图1所示的放大器3和4之间提供有一个切换电路22，在图1所示的放大器4和定向耦合器5之间提供有一个切换电路23。切换电路21，22和23被顺序地连接。另外，在图1所示的电源11和放大器3之间提供有一个偏置控制电路24，在图1的电源11和放大器4之间提供有一个偏置控制电路25。一个电压控制电路26控制着切换电路21，22和23及偏置控制电路24和25。
提供了控制电路9’以代替图1的控制电路9。控制电路9’除了控制比较器7及电源11外还控制电压控制电路26。即，控制电路9’利用距离信号S6作为一个参数从ROM10中读出参考电压VR。另外控制电路9’还利用距离信号S6作为一个参数从ROM10中读出控制信号C1，C2和C3。电压控制电路26从控制电路9’接收控制信号C1和C2以产生控制信号C4，C5，C6，C7和C8。电压控制电路26如图5所示。因此，如果控制电路9’产生如图6所示的控制信号C1，C2和C3，电压控制电路26便产生如图6所示的控制信号C4，C5，C6，C7和C8。注意控制信号C3是控制信号C1和C2之间的OR(或)逻辑运算值。
切换电路21和23均由一个单极双掷(SPDT)切换电路构成。例如，如果控制信号C4为高电平(＝“1”)，则切换电路21将放大器2连接到放大器3，而如果控制信号C4为低电平(＝“0”)，则切换电路21将放大器2连接到切换电路22。另外，如果控制信号C8为高电平(＝“1”)，则切换电路23将放大器4连接到定向耦合器5，而如果控制信号C8为低电平(＝“0”)，则切换电路23将切换电路22连接到定向耦合器5。
切换电路22由一个双极双掷(DPDT)切换电路构成。例如，如果控制信号C6为高电平(＝“1”)，则切换电路22将放大器3和切换电路21分别连接到放大器4和切换电路23，另一方面，如果控制信号C6为低电平(＝“0”)，则切换电路22将放大器3连接到切换电路23。
切换电路21，22和23优选为终端类型开关以使断开时产生的回流损耗最小。
放大器2，3和4具有不同的元件尺寸并按其输出功率级的升序或以放大器2，放大器3和放大器4的顺序排列以实现一个高效率。
切换电路21，22和23及放大器2，3和4被控制以便为了在一个宽动态范围上实现一个高效率而将每个元件所选的输出功率级预先设定的方式切换图6所示的状态I，II和III，而与每个元件的切换操作有关的数据被存储进ROM11中。不需要改变放大器2，3和4的数目的APC操作通过利用如图1所示的发送器中的AGC电压控制电路7a对AGC放大器1的增益进行调整来执行。状态I，II，III的切换控制具有优于APC的优先权使得一个APC操作只能在切换控制之后发生。
图6所示的状态I，II和III依赖于移动站与基站之间的距离，即距离信号S6。
现在，将参照图7A，7B，7C，7D和8对图4所示的发送器的操作进行说明。
一个将被传输的信号首先由一个基频带部(未示出)调制，随后在其进入AGC和放大器1之前使其具有发送频率。
如果移动站距离基站很远，对应于该距离信号S6从ROM10中读出的控制信息的作用是使发送功率放大单元适用于最大输出功率级。因此，控制电路9’将一个使发送功率放大单元适用于最大输出功率级的参考电压VR’生成到比较器7。另外，为了使发送功率放大单元适用于最大输出功率级，控制电路9’还使控制信号C1，C2和C3变为高电平(见图6的状态I)。其结果是，由电压控制电路26所产生的所有控制信号C4，C5，C6，C7和C8如图6所示均变为高电平(＝“1”)。
在状态I中，电源11被控制信号C3打开使得AGC电压控制电路7a，AGC放大器1，放大器2，及偏置控制电路24和25均被提供了一个电源电压。偏置控制电路24将该电压从电源11转送到放大器3，而偏置控制电路25将该电压从电源11转送到放大器4。因此，如图7A所示，放大器2，3和4被启动。
另外，在状态I中，切换电路21将放大器2的输出传送到放大器3，切换电路22将放大器3的输出传送到放大器4，切换电路23将放大器4的输出转送到定向耦合器5。因此，如图7A所示，输入进AGC放大器1的发送信号沿放大器2→切换电路21→放大器3→切换电路22→放大器4→切换电路23→定向耦合器5的路径输出。
定向耦合器5将一个具有发送输出功率级的百分之一功率级的信号传送到检测器6。定向耦合器5的输出被转换为一个检测电压VD，其为一个由检测器6所检测到的DC电压，并随即将其送到比较器7。比较器7对检测电压VD和来自控制电路9’的参考电压VR进行比较，并将校正信号S5传送到AGC电压控制电路7a以使检测电压VD与参考电压VR之间的偏差最小化。AGC电压控制电路7a通过调整AGC电压来调节AGC放大器1的增益以将输出功率级移到由补偿信号S5所指定的功率级。以此方式，控制电路9’将切换电路23的输出端的输出功率级设置为一个理想值。
图8中的曲线I所示为图7所示发送功率放大单元的输出功率与其在状态I中的操作效率之间的关系。注意，如果移动站的最大输出功率级为+31dBm，发送功率放大单元的效率将大约为60％。
现在，假设移动站移到距离基站很近的地方。AGC放大器1被调节以减小其增益，由此发送功率放大单元的输出功率级相应于距离信号S6中的变化而降低。其结果是，发送功率放大器的效率由最大输出功率级向下减小。例如，如果+31dBm输出功率的效率为60％，而当输出功率被减小到20dBm时，其将被降低到20％附近。
在所述状态中，控制电路9’根据距离信号S6检测到移动站正向基站靠近并将控制信号C2变为低电平(＝“0”)(见图6所示的状态II)。因此，电压控制电路26将控制信号C6，C7和C8变为低电平(＝“0”)。其结果是，如图7B所示，放大器3通过切换电路22和23连接到定向耦合器5上。与此同时，偏置控制电路25切断了到放大器4的电压供给，从而使得放大器4停止工作，由此减少了功率消耗。因此，如图7B所示，输入进AGC放大器1的传输信号沿放大器2→切换电路21→放大器3→切换电路22→切换电路23→定向耦合器5的路径输出。换句话说，放大器2和3被打开而放大器4被关闭。
图8中的曲线II所示为图6所示的发送功率放大单元的输出功率与其在状态II中的操作效率之间的关系。由图8可见，当输出功率为大约+23dBm到+24dBm时，发送功率放大单元的效率大约为60％。
随着移动站继续靠近基站，AGC放大器1的增益被调节以减小发送功率放大单元的输出功率从而进一步降低发送功率放大器的操作效率。例如，当切换电路23的输出端的输出功率被减小到大约+12dBm时，效率将达到20％那么低。
然而，一旦根据距离信号S6检测到移动站距离基站十分近时，控制电路9’便将控制信号C1和C2分别变为低电平(＝“0”)和高电平(＝“1”)(见图6的状态III)。因此电压控制电路26将控制信号C4和C5变为低电平(＝“0”)而将控制信号C6变为高电平(＝“1”)。其结果是，如图7C所示，放大器2通过切换电路22和23连接到定向耦合器5上。与此同时，偏置控制电路24切断了到放大器3的电压供给，从而使得放大器3停止工作，由此减少了功率消耗。因此，如图7C所示，输入进AGC放大器1的发送信号沿放大器2→切换电路21→切换电路22→切换电路23→定向耦合器5的路径输出。换句话说，只有放大器2被打开而放大器3和4被关闭，使得放大器2的输出被直接地用作移动站的发送功率放大单元的输出功率。
图8中的曲线III所示为图6所示发送功率放大单元的输出功率与其在状态III下的操作效率之间的关系。由图8可见，当输出功率被减小到大约+12dBm到+13dBm时，发送功率放大单元表现出一个稍低于60％的效率。
另一方面，在如图6所示的一个特殊状态IV下，控制电路9’使所有的控制信号C1，C2和C3变为低电平(＝“0”)。其结果是，AGC电压控制电路7a及AGC电路1被停止工作。与此同时，如图7D所示，所有的放大器2，3和4均被停止工作。
在本发明的第一实施例中，发送功率放大单元在+12dBm和+31之间的较宽的输出功率范围内以大约60％的效率工作。因此，发送功率放大单元的效率可以在一个较宽的输出动态范围上保持一个较高的水平。
注意如果在放大器2到4中所采用的元件需要在偏置方式上有特别考虑时，例如为使放大器的FET偏置而不得不将栅偏置电压和漏偏置电压顺序地加载，一个通用的序贯控制技术可用于第一实施例。
第一实施例可以被用于一种便携电话或与其类似的系统，而不用调整该系统中的任何其它的元件。
利用第一实施例，因为发送功率可通过选择性地使用放大器2，3和4来调节，AGC放大器1的增益的可变范围的减少量能够达到20dB还要多。
除此之外，尽管在第一实施例中放大器2，3和4被匹配以提供一个用于最大输出功率级的最大效率，其是一个在放大器的设计中的熟知做法，即如果匹配电路被用在一个需要将相连沟道的漏损功率抑制在一个指定的水平之下的系统中，如此安排匹配电路可以在满足理想失真特性的条件下达到一个指定效率。
特别地，在近年来倍受瞩目的码分多址(CDMA)类型的便携电话系统中，数据显示0到+10dBm的发送功率级的使用频率远远高于任何其它的频率。此外，目前可用的便携电话装置要求在最高输出功率级处最大化其效率，并同时在0到+10dBm的输出功率级表现出一个有所提高的效率。由于第一实施例可以令人满意地符合这些要求，其特别适用于一个CDMA类型的便携电话系统。
图7所示的本发明的第二实施例中，采用了一种双频带系统。即，提供了一个由一个SPDT切换电路形成的SPDT类型的切换电路31以取代图4所示的DPDT类型的切换电路22，一个匹配电路32和一个用于产生一个输出信号Sout’的定向耦合器33被连接到该切换电路31上。例如，如果控制信号C6为高电平(＝“1”)，则切换电路31将放大器3连接到放大器4上，而如果控制信号C6为低电平(＝“0”)，则切换电路31将放大器3连接到匹配电路32上。
匹配电路32使得切换电路31的输出与所选的阻抗相匹配并将该输出转送到定向耦合器33。可选择一个理想的频率以获得最大效率。
定向耦合器33具有与定向耦合器5相同的结构并被安置在匹配电路32的外侧以将具有利用匹配电路32所产生的为输出功率级大约百分之一的功率级的一个发送输出送到检测器6。
现在假设将第二实施例用于一个可在日本使用的数字便携电话系统的个人数字蜂窝(PDC)系统和也可在日本使用的数字无编码系统的个人手持电话(PHS)系统中所采用的移动站中。如果PDC系统使用一个900MHz的频带，移动站的发送频率将为f＝925MHz到960MHz，而如果PDC系统使用一个1.5GHz的频带，移动站的发送频率将为f＝1429MHz到1453MHz。另一方面，对于PHS系统移动站的发送频率将为f＝1895MHz到1918MHz。因此需要移动站的放大器能够最优地匹配这些不同的频率。注意对于PDC系统，最大输出功率级大约是+30.5dBm，而对于PHS系统，最大输出功率级大约是21dBm。
由上可见，放大器2和3将设计为具有一个900MHz与1.9GHz之间的操作频率的宽带放大器，放大器2和3的各输入匹配电路(见图2)将被设计为以925MHz与1920MHz之间的一个理想方式操作。注意第二实施例的放大器2，3和4具有与图4所示的那些放大器相同的结构。另外注意为了提供在925MHz到960MHz或1429MHz到1453MHz的一个窄频带中的最大输出功率级，放大器4适宜于匹配。这里使用的最大效率是指在满足理想相邻沟道漏损功率的范围内的效率。
另一方面，匹配电路32适宜于匹配PHS系统在1895MHz与1918MHz之间的操作频率。切换电路21和31对大约f＝900MHz和大约2GHz的频带表现较小的介入损耗。其充分保证了切换电路具有一个类似于放大器4的操作频率。
另外，为对应于该双频带系统，提供了一个控制电路9”以代替图4所示的控制电路9’。即，控制电路9”除了接收距离信号S6外还接收一个系统模式信号S7。注意用于PDC系统模式或PHS系统模式的系统模式信号S7由用户预先设置。
切换电路21，31和23及放大器2，3和4被控制以便为了在一个宽动态范围上实现一个高效率而以将每个元件所选的输出功率级预先设定的方式切换图6所示的状态I，II和III，而与每个元件的切换操作有关的数据被存储进ROM11中。不需要改变放大器2，3和4的数目的APC操作通过利用如图1所示的发送器中的AGC电压控制电路7a对AGC放大器1的增益进行调整来执行。状态I，II，III的切换控制具有优于APC的优先权，从而使得一个APC操作只能在切换控制之后发生。
当移动站被用于PDC系统时，图10所示的状态I和II依赖于移动站与基站之间的距离，即距离信号S6。
现在，将参照图11A，11B，11C，11D，12和13对图9所示的发送器的操作进行说明。
首先，假设该移动站被用于PDC系统，即系统模式信号S7指示为PDC系统。
在此情况下，一个将被传送的信号首先由一个基带单元(未示出)调制，随后在其进入AGC和放大器1之前显示其发送频率。
如果移动站距离基站很远，对应于该距离信号S6从ROM10中读出的控制信息的作用是使发送功率放大单元适合于最大输出功率级。因此，控制电路9”产生一个使发送功率放大器适合于最大输出功率级的参考电压VR’送到比较器7。另外，为了使发送功率放大单元适合于最大输出功率级，控制电路9”还使控制信号C1，C2和C3变为高电平(见图10的状态I)。其结果是，由电压控制电路26所产生的所有控制信号C4，C5，C6，C7和C8如图10所示均变为高电平(＝“1”)。
在状态I中，电源11被控制信号C3打开使得AGC电压控制电路7a，AGC放大器1，放大器2，及偏置控制电路24和25均被提供了一个电源电压。偏置控制电路24将该电压从电源11转送到放大器3，而偏置控制电路25将该电压从电源11转送到放大器4。因此，如图11A所示，放大器2，3和4被启动。
另外，在状态I中，切换电路21将放大器2的输出转送到放大器3，切换电路31将放大器3的输出转送到放大器4，切换电路23将放大器4的输出转送到定向耦合器5。因此，如图11A所示，输入进AGC放大器1的发送信号沿放大器2→切换电路21→放大器3→切换电路31→放大器4→切换电路23→定向耦合器5的路径输出。
定向耦合器5将一个具有发送输出功率级百分之一的功率级的信号传送到检测器6。定向耦合器5的输出被转换为一个检测电压VD，其为一个由检测器6所检测到的DC电压，并随即将其送到比较器7。比较器7对检测电压VD和来自控制电路9”的参考电压VR进行比较，并将补偿信号S5传送到AGC电压控制电路7a以使检测电压VD与参考电压VR之间的偏差最小化。AGC电压控制电路7a通过调整AGC电压来调节AGC放大器1的增益以将输出功率级移到由补偿信号S5所指定的功率级。以此方式，控制电路9”将切换电路23的输出端的输出功率级设置为一个理想值。
图12中的曲线I所示为图11A所示的发送功率放大单元的输出功率与其在状态I中的操作效率之间的关系。注意，如果移动站的最大输出功率级为+31dBm，发送功率放大单元的效率将大约为60％。
随着移动站不断靠近基站，AGC放大器1的增益被调节以减少发送功率放大单元的输出功率从而降低发送功率放大单元的工作效率。例如当在切换电路23的输出端的输出功率被减少到大约+12dBm时，效率将降低至20％。
然而，一旦根据距离信号S6检测到移动站距离基站十分近时，控制电路9”便将控制信号C1和C2分别变为低电平(＝“0”)和高电平(＝“1”)(见图10所示的状态II)。因此，电压控制电路26将控制信号C4，C5，C7和C8变为低电平(＝“0”)。其结果是，如图11B所示，放大器2通过切换电路21，31和23连接到定向耦合器5上。与此同时，偏置控制电路24和25切断了到放大器3和4的电压供给，从而使得放大器3和4停止工作，由此减少了功率消耗。因此，输入进AGC放大器1的发送信号沿放大器2→切换电路21→切换电路31→切换电路23→定向耦合器5的路径输出。换句话说，只有放大器2被打开而放大器3和4被关闭，从而使得放大器2的输出被直接地用作该移动站的发送功率放大单元的输出功率。
图13中的曲线II所示为图10所示的发送功率放大单元的输出功率与其在状态II中的操作效率之间的关系。由图13可见，当输出功率被减少到大约+12dBm到+13dBm时，发送功率放大单元的效率稍低于60％。
现在，假设移动站被用于PHS系统。在此情况下，AGC放大器1被调整以调节其增益，并由此使发送功率放大单元的输出功率级对应于距离信号S6中的变化被调节。
在此状态中，控制电路9”通过系统模式信号S7检测到移动站被用于PHS系统并将控制信号C2变为低电平(＝“0”)(见图10所示的状态III)。因此，电压控制电路26将控制信号C4和C5变为高电平(＝“1”)而将控制信号C6，C7和C8变为低电平(＝“0”)。其结果是，如图11C所示，放大器3通过切换电路31连接到匹配电路32及定向耦合器33上。与此同时，偏置控制电路25切断了到放大器4的电压供给，从而使得放大器4停止工作，由此减少了功率消耗。因此，如图11C所示，输入进AGC放大器1的发送信号沿放大器2→切换电路21→放大器3→切换电路31→匹配电路32→定向耦合器33的路径输出。换句话说，放大器2和3被打开而放大器4被关闭。
图13中的曲线III所示为图10所示的发送功率放大单元的输出功率与其在状态III下的操作效率之间的关系。
在PHS系统模式中，通过匹配电路32使放大器3在1,895MHz到1,918MHz的窄频带中最优地匹配该PHS系统，并将其输出送到定向耦合器33。定向耦合器33将一个具有发送输出功率级的百分之一功率级的信号传送到检测器6并随后将余下的发送功率作为一个输出信号Sout’送出。由此，第二实施例作为一个PHS终端进行操作。
另一方面，在如图10所示的一个特殊状态IV中，控制电路9”将所有的控制信号C1，C2和C3变为低电平(＝“0”)。其结果是，AGC电压控制电路7a，及AGC电路1被停止工作。与此同时，如图11D所示，所有的放大器2，3和4均被停止工作。
因此，第二实施例作为一个具有适合于PDC系统和PHS系统两种不同频率的单个发送功率放大单元的移动站装置进行操作，并因此提供了在元件安装面积和制造成本方面超过所有具有，一个用于PDC系统而另一个用于PHS系统的两个发送功率放大单元的现有技术的移动站的巨大优点。在PDC模式中，第二实施例如同第一实施例一样对低功率输出操作表现出有所提高的效率。
尽管第二实施例适用于一种PDC系统和PHS系统的双频带系统，其还可以被调整以使其适用于可在欧洲使用的一个使用900MHz全球数字移动电话系统(GSM)和一个个人通信网(PCN)系统的双频带系统或一个GSM和PHS的双频带系统。
尽管所述第一和第二实施例具有一个用于发送功率放大单元的放大器三级结构，本发明可以被用于具有多于三级或一个二级放大器结构的发送功率放大单元。
如上所述，根据本发明，由于发送功率放大单元可以对低输出操作表现出一个高效率，保持对最大发送输出功率级的最大效率，其可以在一个宽输出动态范围上高效地操作以明显地延长通话的可持续工作时间。除此之外，一个单独的发送功率放大单元可以使其适用于两个不同频带上的无线电波的传输以减小发送功率放大单元的元件安装面积及制造成本。
权利要求
1.一种安装在一个用于与基站进行通信的移动站上的发送器，其特征在于包括一个由一组放大器(1，2，3)构成的发送功率放大单元；一组分别连接到所述放大器其中之一的输出上的切换电路(21，22，23)；一个连接所述放大器和所述切换电路的控制电路(9’，9”，11，24，25，26)，其用于启动所述放大器中的至少一个并操作所述切换电路以根据所述移动站和所述基站之间的距离顺序地连接所述放大器的至少一个；
2.如权利要求1所述的发送器，另外包括一个连接到所述切换电路中的一个上的匹配电路(32)，其用于在一个不同于所述放大器被匹配频带的一个频带上实现匹配；
3.一种安装在一个用于与基站进行通信的移动站上的发送器，其特征在于包括一个自动增益控制放大器(1)；一个定向耦合器(5)；一组在所述自动增益控制放大器和所述定向耦合器之间顺序连接的放大器级，所述放大器级分别由一个放大器(2，3，4)和一个切换电路(21，22，23)构成；及一个连接所述放大器级的控制电路(9’，11，26)，其用于选择性地启动所述放大器级中的至少一个放大器并操作每个所述放大器级的切换电路，以根据所述移动站和所述基站之间的距离在所述自动增益控制放大器和所述定向耦合器之间选择性地顺序连接所述被启动的放大器；
4.如权利要求3所述的发送器，其中所述控制电路包括一个用于根据所述距离产生一个命令信号(C1，C2)的第一控制电路(9’)；及一个连接到所述第一控制电路的第二控制电路(26)，其用于接收所述命令信号并选择性地启动及在所述自动增益控制放大器和所述定向耦合器之间顺序地连接所述放大器。
5.如权利要求3所述的发送器，其中所述放大器级的第一级的所述切换电路为单极双掷类型，所述放大器级的最后一级的所述切换电路为单极双掷类型，所述放大器级的中间一级的所述切换电路为双极双掷类型。
6.如权利要求3所要求的发送器，另外包括一个连接到所述定向耦合器的检测器(6)；一个连接到所述检测器及所述控制电路的比较器(7)，其用于对所述检测器的一个检测电压(VD)和由所述控制电路提供的一个参考电压(VR)进行比较，所述参考电压依赖于所述距离；及一个连接到所述比较器的自动增益控制电压控制电路(7a)，其用于控制所述自动增益控制放大器以使所述检测电压接近所述参考电压。
7.一种安装在一个用于与一个基站进行通信的移动站上的发送器，其特征在于包括一个自动增益控制放大器(1)；第一和第二定向耦合器(5，33)；一组在所述自动增益控制放大器和所述第一定向耦合器之间顺序连接的放大器级，所述放大器级分别由一个放大器(2，3，4)和一个切换电路(21，31，23)构成；及一个连接在所述放大器级的中间级和所述第二定向耦合器之间的匹配电路(32)，其用于在一个与所述放大器被匹配的频率不同的频带上实现匹配；及一个连接所述放大器级的控制电路(9”，11，26)，其用于选择性地启动所述放大器级中的至少一个的放大器，并操作每个所述放大器级的切换电路以根据所述移动站和所述基站之间的距离和一个用于选择所述第一和第二定向耦合器中的一个的系统模式信号(S7)在所述自动增益控制放大器和所述第一和第二定向耦合器中的一个之间将所述被启动的放大器顺序电连接；
8.如权利要求7所述的发送器，其中所述控制电路包括一个用于根据所述距离和所述系统模式信号产生一个命令信号(C1，C2)的第一控制电路(9”)；及一个连接到所述第一控制电路的第二控制电路(26)，其用于接收所述命令信号并选择性地启动和在所述自动增益控制放大器和所述定向耦合器中的一个之间顺序地连接所述放大器。
9.如权利要求7所述的发送器，其中每个所述放大器级的所述切换电路为单极双掷类型。
10.如权利要求7所述的发送器，另外包括连接到所述第一和第二定向耦合器的检测器(6)；连接到所述检测器及所述控制电路的比较器(7)，其用于对所述检测器的检测电压(VD)和由所述控制电路提供的参考电压(VR)进行比较，所述参考电压依赖于所述距离；及连接到所述比较器的自动增益控制电压控制电路(7a)，其用于控制所述自动增益控制放大器以使所述检测电压接近所述参考电压。
全文摘要
在一种安装在一个用于与基站进行通信的移动站上的发送器中,一个发送功率放大单元由一组放大器(1,2,3)构成,一组切换电路(21,22,23)被分别地连接到所述放大器的输出上。一个控制电路(9’,9”,11,24,25,26)被连接到这些放大器和切换电路上,启动这些放大器中的至少一个并操作切换电路以根据移动站和基站之间的距离顺序地连接至少一个放大器。
文档编号H03G1/00GK1202046SQ9810206
公开日1998年12月16日 申请日期1998年6月5日 优先权日1997年6月6日
发明者藤田祐智 申请人:日本电气株式会社