0005 0 0.7262 0]
[0160] Fa狂2) = [-0. 17*10 6 0. 0002 0 0.OOOl 0 -0. 0030 0 0. 0071 0 0. 0026 0 0.0651 0 -0.OlOO 0 -0.OOlO0 0.0018 0 -0. 0004 0 0. 44*10 60]
[0161] Fs狂2) = [-0. 1949*10 6 0 0.OOOl0 0. 0004 0 -0. 00350 0. 0059 0 0. 0103 0 0.0568 0 -0. 0069 0 -0. 0021 0 0. 00170-0. 0003 0 0. 21*10e0]
[016引Fe狂2) = [-0. 19*10 6 0 0.OOOl0 0. 0007 0 -0. 0038 0 0. 0042 0 0. 0190 0 0. 0476 0 -0. 0038 0 -0. 0030 0 0. 0016 0 -0. 0002 0 3. 58*10 6 0]
[016引町狂2) = [-0. 15*10 6 0 0. 16*10 6 0 0.OOll 0 -0. 0038 0 0. 0019 0 0. 0283 0 0.0380 0 -0. 0008 0 -0. 0035 0 0. 0014 0 -0. 90*10 6 0 -8. 59*10 6 0]
[0164] Fs狂2) = [-8 59*10 6 0 -0.90*10 6 0 0.OOl0 -0. 0035 0 -0. 0008 0 0. 0380 0 0.0283 0 0.0019 0 -0.0038 0 0.0011 0 0. 16*10 ? 0 -0.15*10? 0]
[016引 Fs狂2) = [3. 58*10 6 0 -0. 0002 0 0. 0016 0 -0. 0030 0 -0. 0038 0 0. 0476 0 0.0190 0 0.0042 0 -0. 0038 0 0.0007 0 0.OOOlO-0. 19*10 6 0]
[016引 Fio狂2) = [0. 21*10 6 0 -0. 0003 0 0. 0017 0 -0. 0021 0 -0. 0069 0 0. 0568 0 0.0103 0 0.0059 0 -0. 0035 0 0. 0004 0 0.OOOlO-0. 19*10e0]
[0167]Fii狂2) = [0. 44*10 6 0 -0. 0004 0 0. 0018 0 -0.OOlO0 -0.OlOO0 0. 0651 0 0.0026 0 0.0071 0 -0. 0030 0 0.OOOl0 0.0002 0 -0. 17*10e0]
[016引 F。狂2) = [0. 72*10 6 0 -0. 0005 0 0. 0017 0] 0. 0003 0 -0. 0127 0 0. 0723 0 -0.0039 0 0.0076 0 -0.0023 0 -0. OOOl 0 0.0002 0 -0. 14*10 6 0]
[016引 Fc(Z2) = [0.0001 0-0. 0006 0 0.0014 0 0.0018 0 -0.0148 0 0.0780 0 -0.0091 0 0.0076 0 -0.0016 0 -0.0004 0 0.0002 0 -0.11*10 ? 0]
[0170] Fm狂2) = [0.0001 0 -0.0007 0 0.0010 0 0.0033 0 -0.0160 0 0.0819 0 -0.0129 0 0.0070 0 -0. 0008 0 -0. 0005 0 0.0002 0 -7. 63*10e0]
[0171] Fis狂2) = [0.0001 0 -0.0007 0 0.0004 0 0.0048 0 -0.0162 0 0.0839 0 -0.0152 0 0.0061 0 -0.OOOl0 -0. 0006 0 0.0002 0 -6. 72*10 ? 0]
[0172] 步骤5 :上采样模块，对M个子信道滤波后的信号进行D倍插值，得到M个子信道 插值后数据；其中，D倍上采样模块与传统综合滤波器结构相比，位置在结构的后端，使本 发明在低采样率下进行，运算量减少。其理论在于，假设M个子信道采样速率为fg，则D倍 上采样后M个子信道采样速率Fg满足Fg=D 信道采样速率增大D倍，即本发明减少了 运算量。
[0173] 步骤6:单位延时模块，对M个子信道插值后数据分别进行相应的延时，实现多相 结构；
[0174] 步骤7 :求和模块，对M个子信道信号进行重叠相加，得到求和的数据，即综合的信 道信号。
【主权项】
1. 一种基于DFT的非最大抽取系统综合滤波器组构造方法，其特征在于：利用移频模 士夬，将有待综合的Μ个子带基带复信号为己(U.....W -1分别乘以复指数调制因子， 得到带宽相等、中心频率等间隔排列的信号频谱分布方式；再将Μ个信道的调制数据经过 傅立叶变换模块，对Μ个子信道进行离散傅立叶逆变换IDFT，得到变换后数据；然后对IDFT 后的数据进行滤波，再经过上采样进行D倍插值，得到Μ个子信道插值后数据；最后经过延 时模块、求和模块，综合出最终的目标信号。2. 根据权利要求1所述的一种基于DFT的非最大抽取系统综合滤波器组构造方法，其 特征在于：分析滤波器组包含Μ个带通滤波器，其Ζ变换定义为Η" (Ζ)，m = 0, 1，. . .，Μ-1 ; 带通滤波器具有相同的带宽，每一个滤波器的中心频率表示为，其中0^=231 m/M，m = 0，1，...，M-1 ;原型滤波器的单位冲击响应是h(n) = {h[0]，...，h[N-l]}，滤波器长度 为N，即0彡η彡N-1，其Z变换为：，经过DFT调制，第m个信道的带通 滤波器为相应的频率响应为其中， I =;综合滤波器组表示为：；.信道数目Μ与 抽取倍数D之间的关系满足非最大化抽取条件，即：M/D = F，F为大于1的正整数。3. 根据权利要求1所述的一种基于DFT的非最大抽取系统综合滤波器组构造方法，其 特征在于综合滤波器组构造满足如下特征条件：其中H(Z)为分析滤波器组原型滤波器，G(Z)为综合滤波器组原型滤波器，K(Z)为中 间处理单元频率响应，Χ(Ζ)为输入信号X (η)的Ζ变换，Υ(Ζ)为输出信号y (η)的Ζ变换，Μ 为信道数，D为抽取数； 矩阵形式定义如下：矩阵表示式为：有用的信号转换函数；为无用的信号混叠转换函数；为零时：则有：为实现信号的有效传输，分析滤波器与综合滤波器的中间处理部分的频率响应κ(ζ) 满足：EMXM为Μ阶单位矩阵；4. 根据权利要求1所述的一种基于DFT的非最大抽取系统综合滤波器组构造方法，其 特征在于：第m个信道的综合滤波器频率响应为：Fk⑵为G⑵的多相分 量，P为大于N/M的最小整数；当Μ满足Μ = 2η，η = 0, 1，2...时，IDFT模块可以用IFFT傅 立叶变换替换。5. 根据权利要求1所述的一种基于DFT的非最大抽取系统综合滤波器组构造方法，其 特征在于，综合滤波器组多相分支滤波器构造过程如下： (1) 利用Remez函数设计综合滤波器组原型滤波器，单位冲击响应为h。(η)= {h [0]，. . .，h [N-l]}，滤波器长度为Ν，即0彡η彡N-l，其Ζ变换为：，第 m个信道的带通滤波器为其中ωη= 2 π k/K，k = 0, 1，. . .，K-1，相应的频 率响应为(2) 设置信道数Μ = 16,抽取数D = 8,归一化通带截止频率为0. 065,阻带起始频率分 别为0. 114,滤波器阶数Ν= 192,原型滤波器的系数*10 6如下：(3) 将原型滤波器系数转换成16X12的阵列，按照非最大抽取系统中设计参数，综合滤波器多相成分Fk (Ζ2)相当于在每个支路的多相滤波器间插一个0值，即 可得到16组多相成分Fk (Z2) (k = 0,1，…15)，其中插0值之后的每个多相成分Fk(Z2)为 24阶。
【专利摘要】本发明属于软件无线电应用领域，具体涉及到宽频带数字收发系统、语音信号处理系统以及多载波通信系统中的一种基于DFT的非最大抽取系统综合滤波器组构造方法。一种基于DFT的非最大抽取系统综合滤波器组构造方法，利用移频模块，将有待综合的M个子带基带复信号分别乘以复指数调制因子，得到带宽相等、中心频率等间隔排列的信号频谱分布方式；再将M个信道的调制数据经过傅立叶变换模块，对M个子信道进行离散傅立叶逆变换IDFT，得到变换后数据；对IDFT后的数据进行滤波，进行D倍插值，得到M个子信道插值后数据；最后经过延时模块、求和模块，综合出最终的目标信号。本发明可以得到更好的阻带衰减，减少运算量和硬件资源损耗。
【IPC分类】H03H17/02
【公开号】CN105337587
【申请号】CN201510762085
【发明人】张文旭, 陈亚静, 陈涛, 周成群, 史方明
【申请人】哈尔滨工程大学
【公开日】2016年2月17日
【申请日】2015年11月10日