CMOS低增益宽调谐范围全集成Ka波段毫米波正交压控振荡器的制造方法
【专利摘要】本发明公开了一种CMOS低增益宽调谐范围全集成Ka波段毫米波正交压控振荡器，振荡器谐振腔中加入由高低电平直接控制的MOS可变电容管阵列实现接入电容大小的切换，进而实现多子带调谐以获得低调谐增益和宽调节范围，并拥有较好的相位噪声性能。此外，压控振荡器中采用的共平面波导线电感具有很高的品质因子以实现更好的相位噪声性能。电路直接输出差分正交信号且正交精度高（<1°），在中心频率30GHz下、1MHz和10MHz频偏处的相位噪声可达到?107.3dBc/Hz和?129.6dBc/Hz。总功耗为80mW。可作为Ka波段无线通信系统中的本振信号源，也可作为频率综合器中的压控振荡器使用。
【专利说明】
CMOS低増益宽调谐范围全集成Ka波段毫米波正交压控振荡器
技术领域
[0001] 本发明属于毫米波集成电路设计的技术领域，尤其是一种互补金属氧化物半导体 低增益宽调谐范围全集成Ka波段毫米波正交压控振荡器，可用于复杂调制的高速无线通信 系统中。
【背景技术】
[0002] 近年来，随着宽带业务，尤其是宽带多媒体业务需求的高速增长，采用L波段（1~ 2GHz)或者C波段(4~8GHz)等低波段的无线通信系统已经趋于饱和，而且较低波段不能适 应高速率、大宽带的通信系统，这就迫使国内外学者转向研究毫米波波段(30~300GHz)无 线通信。
[0003] 毫米波波段具有极宽的带宽，这在频率资源紧张的今天无疑极具吸引力。在相同 天线尺寸下毫米波的波束要比微波的波束窄得多，因此具有更高的分辨率。和微波相比，毫 米波元器件的尺寸要小得多，因此毫米波系统更容易小型化。且与激光相比，毫米波的传播 受气候的影响要小得多，可以认为具有全天候特性。因此，毫米波通信成为近年无线通信的 研究热点。
[0004] Ka波段毫米波(26.5~40GHz)无线通信因其自身的优势成为未来宽带卫星通信及 第五代(5G)移动通信的发展趋势，其优点有：带宽充裕(理论带宽有3.5GHz)、通信容量大、 实现波束窄、设备体积小以及抗干扰能力强等。因此，Ka频段卫星通信系统可为高速卫星通 信、千兆比特级宽带数字传输、高清晰度电视(HDTV )、卫星新闻采集(SNG )、VSAT业务、直接 到家庭(DTH)业务及个人卫星通信等新业务提供一种崭新的手段。三星和韩国SK电讯此前 已完成基于28GHz毫米波的第五代(5G)移动通信系统的测试，但这离5G移动通信技术的正 式商用仍存在距离。所以，研究Ka波段具有重要的意义。然而，Ka波段最大的缺点是链路降 雨损耗较严重，最大可达30dB，对传输信号的幅度相位造成影响，进而造成通信系统传输质 量以及系统性能的恶化。所以，这就要求Ka波段本振信号源拥有良好的相位噪声性能以提 升发射机的TX EVM性能、增加接收机的输出信噪比。在零中频或低中频的收发机结构中常 使用I-Q正交结构以实现镜频抑制，因此，产生高正交精度的正交本振信号变得十分必要。 且毫米波通信系统因其宽带特性要求输出信号具有很宽的频率变化范围，这便对本振信号 的调谐范围提出了要求。
[0005] 而Ka波段毫米波压控振荡器作为Ka波段毫米波无线通信系统中的本振信号源或 频率综合器中的重要模块，其性能的好坏对整个通信系统的性能影响非常大。近年来于 GaAs、InP等III-V族半导体工艺和BiCMOS工艺实现的Ka-band压控振荡器已有成功案例，但 其成本较高、功耗较大。相比之下，CMOS工艺下具有集成度高、成本及功耗低等优点，可以实 现毫米波前端电路和基带电路的集成，在SoC系统集成上具有显著优势。但CMOS工艺衬底损 耗大，这给高品质因子无源器件的设计带来挑战;且CMOS工艺下有源器件的截止频率相对 较低，基于CMOS工艺实现高性能的Ka波段毫米波压控振荡器始终是一大难点。
【发明内容】
[0006] 本发明的目的是提供一种CMOS低增益宽调节范围全集成Ka波段毫米波正交压控 振荡器。
[0007] 本发明的目的是这样实现的：
[0008] 一种CMOS低增益宽调谐范围全集成Ka波段毫米波正交压控振荡器，特点在于该振 荡器由两个振荡器核心和耦合网络构成，每个振荡器核心均由NM0SFET器件与无源器件选 频网络组成，两个振荡器核心通过有源器件耦合网络耦合形成所述正交压控振荡器。其具 体形式为：
[0009] 第一个振荡器核心VCOl中，第一匪OS管Mll的源极与第二匪OS管M12的源极共同连 接到地线GND上，第一匪OS管Mll的漏极、第二匪OS管M12的栅极、第一可变电容管M13的栅 极、第三可变电容管M15的栅极、第五可变电容管M17的栅极共同连接到振荡器核心的正相 输出端IP，第二NMOS管M12的漏极、第一 NMOS管Mll的栅极、第二可变电容管M14的栅极、第四 可变电容管M16的栅极、第六可变电容管M18的栅极共同连接到振荡器核心的反相输出端 IN。第一可变电容管M13的源极和漏极、第二可变电容管M14的源极和漏极与输入调谐电压 端VTUNE相连，第三可变电容管M15的源极和漏极、第四可变电容管M16的源极和漏极与输入 开关电平控制端SWl相连;第五可变电容管M17的源极和漏极、第六可变电容管M18的源极和 漏极与输入开关电平控制端SW2相连。
[0010] 差分传输线电感Ll由第一共面波导Dl、第二共面波段D2和金属连接线实现，第一 共面波导Dl由第一信号传输线Sl和第一接地线Gl组成，第二共面波导D2由第二信号传输线 S2和第二接地线G2组成，第一信号传输线Sl和第二信号传输线S2的一端分别与振荡器核心 的正相输出端IP、振荡器核心的反相输出端IN相连，第一信号传输线Sl和第二信号传输线 S2的另一端用金属线C_V连接，短接的物理中心位置连接电源VDD;第一接地线Gl和第二接 地线G2的另一端用金属线C_G，连接线的物理中心与GND相连；
[0011] 第二振荡器核心VC02中，第三NMOS管M21的源极与第四NMOS管M22的源极共同连接 到地线GND上，第三匪OS管M21的漏极、第四匪OS管M22的栅极、第七可变电容管M23的栅极、 第九可变电容管M25的栅极、第十一可变电容管M27的栅极共同连接到振荡器核心的正相输 出端QP，第四NMOS管M22的漏极、第三NMOS管M21的栅极、第八可变电容管M24的栅极、第十可 变电容管M26的栅极、第十二可变电容管M28的栅极共同连接到振荡器核心的反相输出端 QN。第七可变电容管M23的源极和漏极、第八可变电容管M24的源极和漏极与输入调谐电压 端VTUNE相连，第九可变电容管M25的源极和漏极、第十可变电容管M26的源极和漏极与输入 开关电平控制端SWl相连;第十一可变电容管M27的源极和漏极、第十二可变电容管M28的源 极和漏极与输入开关电平控制端SW2相连。
[0012] 差分传输线电感L2与差分传输线电感Ll的结构完全相同，两个信号线的一端分别 与振荡器核心的正相输出端QP、振荡器核心的反相输出端QN相连，两个信号线的另一端用 金属线连接，短接的物理中心位置连接电源VDD;两个接地线的另一端用金属线连接，连接 线的中心与GND相连；
[0013] 耦合网络COl中，第一耦合管Mcl的栅极和漏极、第二耦合管Mc2的源极与第二个振 荡器核心的正相输出端QP相连，第二耦合管Mc2的栅极和漏极、第三耦合管Mc3的源极与第 一个振荡器核心的反相输出端IN相连，第三耦合管Mc3的栅极和漏极、第四耦合管Mc4的源 极与第二个振荡器核心的反相输出端QN相连，第四耦合管Mc4的栅极和漏极、第一耦合管 Mcl的源极与第一个振荡器核心的正相输出端IP相连。
[0014] 所述差分传输线电感L1、L2为差分共平面波导线电感，所述的第三、第四、第五、第 六、第九、第十、第十一、第十二可变电容管均采用N型积累型MOS变容管实现，且均采用电平 直接连接，不采用开关MOS管形式;所述的第一振荡器核心与第二振荡器核心之间的耦合网 络采用有源MOS器件实现。
[0015] 本发明中使用高品质因子共平面波导线电感以实现优良的相位噪声性能。本发明 中的两个压控振荡器核心之间采用有源器件耦合方式耦合以实现高正交精度的正交信号 输出。为获得较宽的频率调节范围且保持较低和较为恒定的压控振荡器调谐增益Kvco,本 发明提出了高低电平直接控制的N型积累型MOS可变电容管阵列实现了多子带的压控振荡 器调谐方式。
[0016] 本发明的优点在于：
[0017] ⑴相位噪声性能好
[0018] 共平面波导线电感拥有优良的质因子，在30GHz时优于35;采用由高低电平直接控 制的N型积累型MOS可变电容管阵列的品质因数在30GHz时优于15,从而避免了开关器件的 引入，优化了相位噪声性能。此外，振荡器核心电路的结构中没有采用尾电流源，优化了电 路的相位噪声性能，且耦合管此1、1(32、1^3、1^4不引入显著噪声。当振荡器工作在中心频率 30GHz时，在IMHz和IOMHz频偏处的相位噪声分别达到-107.3dBc/Hz和-129.6dBc/Hz。
[0019] ⑵功耗低
[0020]电路中仅交叉耦合管Ml I、M12、M21、M22消耗直流电压裕度，所以电源电压可以设 计为较低的1.2V，电路整体功耗较低，并能获得较大的输出电压摆幅。
[0021] (3)输出为正交信号且正交信号的正交精度高
[0022]电路采用有源器件耦合网络、同相注入耦合的方式产生正交信号输出，电路正交 输出信号的相位误差小于1°。
[0023 ] ⑷调谐增益(Kvco)低且较为恒定，频率调节范围宽
[0024] 谐振腔中加入由高低电平直接控制的MOS可变电容管阵列实现接入电容大小的切 换，进而实现多子带调谐以获得低调谐增益和宽调节范围，从而获得较低且较为恒定的压 控振荡器调谐增益1(% 〇(0.86他八~1.26他八），并实现了较宽的频率调节范围27.56他~ 33.5GHz(19.7%)〇
【附图说明】
[0025] 图1为本发明电路图；
[0026] 图2为本发明中差分传输线电感L1、L2采用共平面波导线实现的外形图；图中，Dl 和D2分别为两段共面波导，Sl和S2分别为信号传输线，Gl和G2分别为接地线，C_G和C_V为金 属连接线。
【具体实施方式】
[0027] 以下结合附图及实施例对本发明进行详细描述。
[0028] 实施例
[0029] 参阅图I，该电路的结构为有源器件耦合LC差分NMOS交叉耦合结构，能提供正交差 分输出信号。第一匪OS管Ml 1和第二NMOS晶体管Ml 2、第三匪OS管M21和第四NMOS管M22互为 交叉耦合连接，提供负阻以抵消差分电感L1、L2以及所有可变电容管的损耗，从而维持振 荡。第一匪OS管Ml 1、第二NMOS管Ml 2、第三匪OS管M21、第四匪OS管M22的宽长比进行了合理 的选取，一方面减小了自身的寄生电容，另一方面满足了起振条件;可变电容管的尺寸亦进 行了合理设计，一方面考虑其所占版图面积，另一方面考虑满足多子带调谐中各条子带的 调谐范围与间距的要求。差分传输线电感L1、L2尺寸相同，采用共平面波导线结构，接入的 等效电感为L。第一 NMOS管Ml 1、第二NMOS管Ml 2、第三NMOS管M21、第四NMOS管M22的漏极到地 的寄生电容均为Cp。第一、第二、第七、第八可变电容管組3、114123、124的等效电容均为 Cvar，第三、第四、第九、第十可变电容管[5、116、125、126的最大(511接低电平)与最小（5￥1 接高电平)等效电容分别SC maxl、Cminl，第五、第六、第^^一、第十二可变电容管M17、M18、M27、 M28的最大(SW2接低电平)与最小（SW2接高电平)等效电容分别为Cmax2、Cmin2。它们共同构 成振荡器的谐振腔。
[0030] 当输入开关信号SWl、SW2均接低电平时，振荡器振荡频率由下式决定
[0038] 寄生电容Cp的大小主要由第一、第二、第三、第四匪OS管組1、112、121122的尺寸 决定;Cmaxl与Cminl由第三、第四、第九、第十可变电容管[5、116、125126的尺寸和输入开关 电平控制端SWl决定;(：_ 2与(：_2由第五、第六、第^^一、第十二可变电容管M17、M18、M27、M28 的尺寸和输入开关电平控制端SW2决定;C var由第一可变电容管M13、第二可变电容管M14、第 七可变电容管M23、第八可变电容管M24的尺寸和调谐电压VTUNE决定。由式（1)、（2)、（3)、 (4)可见，只要合理选取电感L的值、可变电容管的尺寸及第一、第二、第三、第四NMOS管M11、 M12、M21、M22的尺寸，振荡器的调谐范围就可覆盖27.5GHZ-33.5GHz频段范围。
[0039]本实施例所有器件尺寸见表1。
[0040]表 1
【主权项】
1. 一种CMOS低增益宽调谐范围全集成Ka波段毫米波正交压控振荡器，其特征在于该振 荡器由两个振荡器核心和耦合网络构成，两个振荡器核心通过有源器件耦合网络形成所述 正交压控振荡器;其具体形式为： 第一振荡器核心(VC01)中，第一NM0S管Mil的源极与第二匪0S管M12的源极共同连接到 地线GND上，第一匪0S管Mil的漏极、第二NM0S管M12的栅极、第一可变电容管M13的栅极、第 三可变电容管M15的栅极、第五可变电容管M17的栅极共同连接到振荡器核心的正相输出端 IP，第二NM0S管M12的漏极、第一匪0S管Mil的栅极、第二可变电容管M14的栅极、第四可变电 容管M16的栅极、第六可变电容管M18的栅极共同连接到振荡器核心的反相输出端IN;第一 可变电容管M13的源极和漏极、第二可变电容管M14的源极和漏极与输入调谐电压端VTUNE 相连，第三可变电容管M15的源极和漏极、第四可变电容管M16的源极和漏极与输入开关电 平控制端SW1相连;第五可变电容管M17的源极和漏极、第六可变电容管M18的源极和漏极与 输入开关电平控制端SW2相连； 差分传输线电感L1由第一共面波导(D1)、第二共面波导(D2)和金属连接线实现，第一 共面波导(D1)由第一信号传输线(S1)和第一接地线(G1)组成，第二共面波导(D2)由第二信 号传输线(S2)和第二接地线(G2)组成，第一信号传输线(S1)和第二信号传输线(S2)的一端 分别与振荡器核心的正相输出端IP、振荡器核心的反相输出端IN相连，第一信号传输线 (S1)和第二信号传输线（S2)的另一端用金属线(C_V)连接，短接的物理中心位置连接电源 VDD;第一接地线(G1)和第二接地线(G2)的另一端用金属线(C_G)，连接线的物理中心与GND 相连； 第二振荡器核心(VC02)中，第三NM0S管M21的源极与第四匪0S管M22的源极共同连接到 地线GND上，第三匪0S管M21的漏极、第四NM0S管M22的栅极、第七可变电容管M23的栅极、第 九可变电容管M25的栅极、第十一可变电容管M27的栅极共同连接到振荡器核心的正相输出 端QP，第四NM0S管M22的漏极、第三NM0S管M21的栅极、第八可变电容管M24的栅极、第十可变 电容管M26的栅极、第十二可变电容管M28的栅极共同连接到振荡器核心的反相输出端QN; 第七可变电容管M23的源极和漏极、第八可变电容管M24的源极和漏极与输入调谐电压端 VTUNE相连，第九可变电容管M25的源极和漏极、第十可变电容管M26的源极和漏极与输入开 关电平控制端SW1相连;第^^一可变电容管M27的源极和漏极、第十二可变电容管M28的源极 和漏极与输入开关电平控制端SW2相连； 差分传输线电感L2与差分传输线电感L1的结构完全相同，两个信号线的一端分别与振 荡器核心的正相输出端QP、振荡器核心的反相输出端QN相连，两个信号线的另一端用金属 线连接，短接的物理中心位置连接电源VDD;两个接地线的另一端用金属线连接，连接线的 中心与GND相连； 耦合网络(C01)中，第一耦合管Mcl的栅极和漏极、第二耦合管Mc2的源极与第二个振荡 器核心的正相输出端QP相连，第二耦合管Mc2的栅极和漏极、第三耦合管Mc3的源极与第一 个振荡器核心的反相输出端IN相连，第三耦合管Mc3的栅极和漏极、第四耦合管Mc4的源极 与第二个振荡器核心的反相输出端QN相连，第四耦合管Mc4的栅极和漏极、第一耦合管Mcl 的源极与第一个振荡器核心的正相输出端IP相连。2. 根据权利要求1所述的压控振荡器，其特征在于:所述差分传输线电感L1、L2为差分 共平面波导线电感，所述的第三、第四、第五、第六、第九、第十、第十一、第十二可变电容管 均采用N型积累型MOS变容管实现，且均采用电平直接连接;所述的第一振荡器核心与第二 振荡器核心之间的耦合网络采用有源M0S器件实现。
【文档编号】H03B5/32GK106067764SQ201610413932
【公开日】2016年11月2日
【申请日】2016年6月13日 公开号201610413932.8, CN 106067764 A, CN 106067764A, CN 201610413932, CN-A-106067764, CN106067764 A, CN106067764A, CN201610413932, CN201610413932.8
【发明人】张润曦, 石春琦, 何钰娟
【申请人】华东师范大学