专利名称：上行链路定时同步和接入控制的信号结构、检测和估计的制作方法
技术领域：
本发明涉及在美国专利申请代理人案卷号No.Laroia 12-4-1-1中描述、与此同时以发明人R.Laroia et al.的名义申请，名为”UplinkTiming Synchronization and Access Control for a Multi-AccessWireless Communication System”的发明，该申请作为参考包含于此。
本发明一般涉及无线通信系统，尤其涉及在一种多址无线通信系统中用于上行链路定时同步和接入控制的构成、检测和估计信号的技术。
近期已经提出正交频分复用(OFDM)作为一种用于下一代蜂窝无线系统的多址方案。在设计这些系统中，一个关键问题是要求严格的定时同步和接入控制。为保持上行链路中的正交性，来自所有移动台的所有信号路径必须在试图与之通信的特定基站的一个所谓的接收循环前缀(cyclic prefix)内到达。此外，还未同步的新移动台必须能在不中断从已处于通信中、且与基站同步的移动台来的上行链路数据的情况下，接入到基站。
因此，需要一种用于OFDM上行链路同步和接入系统的构成、检测和估计定时和接入信号的技术。定时和接入信号的结构、检测和估计是一个经典问题，而且一般涉及许多标准规范，包括定时分辨力(resolvability)、信号带宽、移动台传输信号的功率要求、以及估计最优性。参见，例如，J.G.Proakis,”Digital Communications,”3rded.,New York,McGraw Hill,1995，在此作为参考。然而，对某些OFDM多址无线同步系统的信号设计和估计面临许多与众不同的挑战。
首先，多址信道可能导致信号间干扰。期望能减小共信号干扰以改善信号检测和估计，以及无需编制复杂的计算程序，这些程序诸如干扰消除或多用户检测和估计。而且在无线系统中，来自不同移动台的信号接收功率可能大相径庭，而且有必要抑制共信号干扰以避免较弱信号淹没在强信号中。当新的移动台还未被功率控制时，在接入期间尤其需要抑制共信号干扰。而且，当共信号干扰减小时，接入失败的移动台在下一次试图接入时能更快地增加其发射功率，因为来自一个高功率移动台的共信号干扰的影响将减小。这个更快增加功率的潜力将减小接入时延。
第二，在一个无线信道中，信号检测和定时估计应该是健壮的，以对抗信号衰减、多路径时延扩展，以及同一频带中出现的任何干扰。此外，在OFDM系统中，定时估计的目标并不是分辨所有信号路径到达时间。反而只需确定某些定时偏移，以便所有信号路径在基站循环前缀内到达。
传统的技术不能充分考虑到上面关注的有关用于OFDM系统中同步和接入控制的定时和接入信号的构成、估计以及检测。
本发明提供了在OFDM系统或其它类型的无线通信系统中，用于定时和接入信号的构成、检测及估计的改进技术。
根据本发明一方面，通过由多音信号构成定时和接入信号，能使这些信号集合正交。多音信号可以是例如离散复合单音的线性组合，其基站音频为1/T的整数倍，而T为基站抽样窗口的大小。每个定时和接入信号可包含一个这种多音信号，不同定时和接入信号中的多音信号使用不重叠的音频。
最好确保这种多音定时和接入信号通过基站接收机抽样窗口正交接收，因为包含在信号中的各个单音在长度为T的任何周期内是正交的。而且，由于线性信道不改变音频，多音定时和接入信号将被正交接收，即使当不同信号通过不同多路径信道异步到达时。正交性消除了上述的共信号干扰，从而改善了信噪比，无需多用户检测和估计，而且允许更大范围的接收功率电平。
通过发送每个多音信号的时间Ts大于基站抽样窗口大小T，可在变化的到达时间和多路径信道下维持正交性。这个多余长度Ts-T提供了一个定时间隙，以便即使在可变到达时间和多路径扩散的情况下，基站抽样总是能精确地捕获到一个T周期的多音信号正弦稳态响应。
还未同步的移动台的定时误差可通过选择定时和接入信号的多余长度Ts-T，大于OFDM数据信号所用长度来消除。另外，在一个给定定时和接入信号的两端可添加无传输的保护周期，以防止定时和接入信号干扰该定时和接入间隙外的数据接收。
在本发明的一个示意性实施例中，每个定时和接入信号包含一个多音信号，而且基站捕获该信号的一个T周期。在另一个示意性实施例中，每个定时和接入信号包括一个包含L个顺序传输的多音信号的序列，而且基站从L个多音信号中的每个信号捕获一个T周期。这种多个抽样的样式可用于减少移动台每次传输的单音峰数，从而降低峰发送功率的要求。
本发明另一方面提供优化音频及多音定时和接入信号系数的技术。根据这些技术，音频以及复合多音系数的大小可利用时间分辨力准则来确定，而同时复合系数的相位可利用峰值对平均值比准则来确定。尤其是为了对抗信道衰落，将选择每个多音信号中的单音，以覆盖一个大频率范围用于频率分集。这个分集可通过使用相邻单音组合构成每个多音信号来实现，各个组合的间隔超出信道的相干带宽。FIR滤波器设计技术，如契比雪夫多项式，可用于确定每个相邻组合中单音的系数大小。接着可选择每个多音信号中单音的系数相位，以最小化产生的峰值对平均值比，而不影响时间分辨力的最优性能。
本发明另一方面提供一个最大似然(ML)估计器，用于基站估计接收的多音定时和接入信号的到达时间。在一个多路径信道中，ML估计是使接收信号与发射信号的一定多路径分量的互相关能量之和最大的时延。ML估计器可利用标准反快速傅立叶变换(IFFT)技术实现。而且，接收信号功率也可通过最大整体互相关能量估计。当估计的接收信号功率超过预定的能量阈值常数时，可检测到出现的一个发射的接入信号。如果准许接入，那么对定时和功率的ML估计可用于接入确认。
根据本发明另一方面，如果定时再次同步足够频繁，那么在不同同步时的定时估计可被组合以改善估计精度。该组合可通过线性低通滤波来自基站的定时估计来执行。削波技术可用于筛去大而杂散的定时误差。这种定时误差可因定时信号的衰落而起，导致基站估计不准，或因反馈信道的衰落而起，导致反馈定时校正出现错误。
图1示出了根据本发明的一个单一抽样定时和接入信号；图2示出了根据本发明的一个多个抽样定时和接入信号；图3示出了根据本发明的基站多路径检测和定时估计系统的一个示意性实施例；图4示出了根据本发明带有过滤的移动台时钟偏移调整系统的一个示意性实施例；以及图5示出了根据本发明的定时和接入信号的一个设计实例。
下面连同一个基于正交频分复用(OFDM)的示例性多址无线通信系统来描述本发明。然而应理解的是，本发明并不限于使用任何特定类型的无线通信系统。
上面引证的美国专利申请案卷号No.Laroia 12-4-1-1公开了用于OFDM同步和接入控制的系统，其中移动台在专用的定时和接入间隔发送一定定时和接入信号。在这种系统的一个示意性实施例中，定时和接入间隔周期性出现在上行链路流中，而且所有常规的上行链路数据传输在该间隔期间被暂停。为了接入，新移动台在该间隔期间发送预定接入信号集合中的一个信号，而且基站在每个间隔搜寻该接入信号，以检测该接入请求。如果检测到一个接入请求并且该请求得到批准，基站就能在包含上行链路和下行链路信道分配的下行链路中发送一个接入确认以及初始定时和功率校正。类似地，为再次同步，移动台可在该定时和接入间隔发送预定的同步信号。基站能测量信号的到达时间，并且在下行链路中发送适当的定时校正返回到移动台。
由于这个示意性上行链路同步和接入系统使用完全独立于上行链路数据的指定间隔，因此在信号设计、检测和估计上可具有相当大的灵活性。尤其是定时和接入信号的设计可完全不同于常规OFDM数据信号。
本发明提供用于构成、检测和估计定时和接入信号的技术。这些技术尤其非常适合用于上面引证的美国专利申请中所描述的同步和接入控制系统，但也可应用于其它类型的系统。
多音信号在本发明的一个示意性实施例中，定时和接入信号由多音信号构成。多音信号为下述复指数公式(在基带)的线性组合u(t)=Σm=1Mamejωmt,ωm=2πnm/T,t∈[0,Ts]------(1)]]>其中，M为单音数，am为复系数，ωm为音频，而T为基站抽样窗口大小。指数nm为从0到N-1的每个整数，其中N为可用单音的总数。为利用与数据接收相同的处理，定时和接入窗口大小T与OFDM数据符号的窗口大小相同。时间Ts为多音信号的长度，将大于T但小于定时和接入信号的总长。公式(1)中的任何信号u(t)的周期为T。
利用反快速傅立叶变换(IFFT)处理器，可由移动台计算出一个多音信号，该处理器也可用于OFDM数据传输。或者，该信号也可预先计算并存储在移动台的内存中。
在这个实施例中，多音信号的一个重要特性是，具有不重叠音频集合的两个多音信号在长度为T的任何周期内正交。此外，即使通过不同多路径信道传输，两个多音信号仍将保持正交，因为接收信号还是与发射信号具有相同音频的多音信号。由此，通过利用具有分离音频集的多音信号，可方便地构成正交接收的定时和接入信号。
通过举例，下面将描述两种示意性的多音定时和接入信号样式单一抽样定时和接入信号，以及多个抽样定时和接入信号。
单一抽样定时和接入信号图1示出了根据本发明的单一抽样定时和接入信号的一个例子。定时和接入间隔指的是定时和接入信号被接收的间隔。尽管该图只示出了一个定时和接入信号，但应理解的是，在同一定时和接入间隔，可接收来自不同移动台的多个定时和接入信号。
基站使用整个定时和接入间隔的一个抽样窗口。该抽样窗口长度为T，从该间隔的起点T0开始。该定时和接入间隔的总长标记为Ti。单一抽样定时和接入信号本身包括一个长度为Ts的多音信号，连带两端分别长为Tg1和Tg2的保护周期(下面将描述)。该多音信号为上述公式(1)所示。为正交，不同定时和接入信号使用音频ω1,…,ωM的非重叠集合。音频ωm以及系数am的选择将在下面描述。该定时和接入信号的长度与定时和接入间隔的相同。
图中所示的定时和接入信号到达时带有相对于基站定时和接入间隔、标记为Δ的误差。一般来说，Δ可为正或负。对于所提出的信号结构和定时估计，假定最大定时误差有一些先验界限。在发送一个定时和接入信号之前，假定移动台保持某种级别的同步，这种同步确保能在这些界限内产生定时误差。这些定时误差界限可大于最终预期的定时误差，而且可通过一种已知技术，如开放-环路同步技术来实现。
图1所示的长度为Tg1和Tg2的保护周期为无传输的周期。保护周期确保多音信号不会破坏定时和接入间隔外的数据接收。长度Tg1和Tg2应足够大以覆盖可能的定时误差范围Δ。
抽样窗口的起点T0的选择应使对所有可能的Δ值，抽样窗口整个位于Ts长度的多音信号内。同样，在具有最大时延扩展δmax的信道中，抽样窗口应至少从多音信号的起点δmax开始，以确保在T-抽样窗口之前信道达到稳态正弦响应。通过这个调整，基站能精确地抽样Ts-长度多音信号的一个T-周期的稳态正弦响应。同样，如果希望的话，也可调整T0，以便定时和接入窗口与OFDM数据符号的抽样窗口同步。
从图中可看出，移动台发送多音信号的时间Ts必须大于一个周期T，以覆盖未知的定时误差Δ以及信道时延扩展δmax。这类似于传统OFDM所使用的循环前缀。然而，这个多余长度Ts-T通常将大于OFDM数据符号的循环前缀，因为这个多余长度必须覆盖来自未同步移动台的定时误差。
多个抽样定时和接入信号在某种情况下，移动台的功率可能不足以同时发射大量单音。为减少发射的单音峰数，可采用多个抽样定时和接入信号样式，其中多个多音信号在整个时间内顺序发送。
图2示出了根据本发明的多个抽样定时和接入信号的一个例子。该定时和接入信号包括一个由L个顺序发送的多音信号组成的序列。基站从L个多音信号中的每个信号中提取一个T-长度的抽样，与单一抽样情况相同的是，L个多音信号中每个信号的长度为Ts，且满足公式(1)。在L个抽样窗口的每个窗口中，不同定时和接入信号应使用非重叠的音频集合。
与图1中单一抽样信号相同的是，多音信号序列的首端和末端可添加保护周期，以保护相邻数据接收。为达到调整目的，多音信号之间也可添加保护周期。同样，也应调整L抽样窗口，以便它们能捕获L个多音信号中每个信号的一个T周期的稳态响应。
单一时间分辨力最优化设计满足公式(1)的正交多音同步信号，涉及选择每个信号的单音数M，以及对每个信号选择音频ωm和系数am。为示意起见，在此将利用时间分辨力和峰值对平均值比作为设计准则，来描述示例信号的设计。然而应注意的是，精确评估一个定时信号通常要求用一个特定的信道模型详细模拟。这一节将考虑上面提到的两个设计标准中的第一个，即时间分辨力。
一个定时信号的设计通常应使该信号的到达时延很容易为基站估计。时间分辨力指的是出现信道衰落和噪声时这个时间估计有多简单。
为简化起见，我们首先考虑假定单路径信道模型下的多音信号设计。我们将接着扩展该描述到多路径信道的情况。在单路径信道中，移动台发送一个定时信号u(t)，而基站接收该信号的时延型式u(t-τ)。基站必须根据接收信号估计时延τ。
对于公式(1)中的周期性信号u(t)，该信号的循环抽样自相关可用作其时间分辨力的一个简单测量，即Ru(τ)=Σk=0N-1u(kT/N)u-(kT/N-τ)=Σm=1M|am|2ejωmτ------(2)]]>循环自相关Ru(τ)表示信号u(t)和u(t-τ)的相关程度。如果自相关大小|Ru(τ)|很高，就能预期将很难分辨相差τ的两个时延。
通过一个类似于A.J.Viterbi,“CDMA:Principles of Spread-Sepectrum Communication,”New York,Addison Wesley,1995,附录3中所描述的分析，这个事实可更为精确，该附录在此作为参考。根据这个分析，可计算最小误差概率，以根据时延的定时信号u(t-τ)的噪声、衰落测量来区分两个时延τ=τ1和τ=τ2。从中可看出，这个最小误差概率随自相关大小|Ru(τ1-τ2)|的增加而增加，且随信号功率|Ru(0)|的增加而减小。
由此，为得到良好的时间分辨力，希望对于所有要分辨的时延差来说τ，|Ru(τ)|要小，并且使信号功率Ru(0)达到最大允许值。即希望使信号具有“峰值”或“类似白噪声”的自相关。
对于给定的单音数M，选择音频ωm和系数am以实现良好的自相关Ru(τ)的一般很难。然而，如果每个定时信号由相邻单音组成，问题就大大简化了。即一个定时信号由0到M-1的单音构成，而第二定时信号由M到2M-1的单音构成，如此类推。利用相邻音频，公式(2)中的自相关Ru(τ)可认为是具有正系数|am|2的M-抽头有限冲击响应(FIR)滤波器的频率响应。因此，为创建一个“峰值”自相关，可利用具有正系数的任何标准FIR低通滤波器。
例如在A.V.Oppenheim and R.W.Schafer,Digital SignalProcessing,Englewood Cliffs,NJ,Prentice Hall,1975,中描述了适当的FIR滤波器设计技术，在此作为参考。非常适合于多音信号的一种这样的FIR设计技术基于契比雪夫多项式。该技术根据下面的最小-最大最优化来选择系数am选定一个δ＞0，并寻求公式(1)中的系数am以最小化a1,...,aMminτ∈[δ,T-δ]|Ru(τ)|,maxsubject toRu(O)=Emax---(3)]]>Emax为最大许可信号功率。对所有τ∈[δ,T-δ]，这个公式一致地最小化自相关|Ru(τ)|，结果使大于δ的所有相对时延的分辨力最强。变量δ确定最小可分辨的时延间隔，而且可调整为一个设计参数。利用M个相邻单音，公式(3)的技术解决方案为标准的，且由契比雪夫滤波器给定。确切的等式可在，例如J.L.Brenner,”Application of ChebychevPolynomials to Antenna Design,”in Topics in Polynomials of One andSeveral Variables and their Application,T.M.Srinviastava andA.Yanashaukas,editors,World Scientific Publ.,1993中找到，它解决了用于多天线设计的类似问题。
上述的分析假定的是单路径信道模型。在多路径信道中，在出现信道衰落时必须能估计信号到达时间。对抗信道衰落的一种试探性技术为在单音选择时结合某些频率分集。即每个多音信号的单音应覆盖一个大的频率范围。通过这种方式，频率选择性衰落将只影响多音信号中的一个单音子集，因此能减小对估计信号到达时间的反面影响。
不幸的是，虽然相邻单音选择使得系数设计更为简单，但相邻单音无法提供频率分集，因为单音都太接近。增加频率分集的一个简单办法是使多音信号由相邻单音组组合而成，各组的间距超出信道的相干带宽。每个相邻组合中的单音系数可通过上述的FIR及契比雪夫技术设计。在一个多个抽样定时和接入信号中，不同相邻组合可出现在不同抽样窗口。
单一峰值对平均值比的最优化在大部分射频(RF)放大器中，发送一个信号所要求的功率通常由该信号的峰值，而不是均方根值确定。对一个周期为T的信号u(t)，定义峰值对平均值比(PAR)为PAR=||u||∞2||u||22(4)]]>在此，||u||∞2:=supt∈[0,T]|u(t)|2]]>||u||22:=1T∫0T|u(t)|2dt]]>对于所有信号，PAR≥1。PAR大的信号要求更大的峰值功率来发射，因此需要RF放大器具有更大的动态范围。由此，希望PAR尽可能的小(接近1)。
如上所示，公式(2)中的自相关函数|Ru(τ)|仅依赖于系数|am|的大小。因此，可能选择系数am的相位以最小化PIR，而不影响自相关。
为更精确地描述PAR最小化，复系数可写为am=hmexp(jφm)，此处hm≥0为幅度，而φm为相位。假定幅度hm由上述的时间分辨力最优化确定。通过调整相位φm最小化PAR。hm值设定为公式(4)中的模数‖u‖2，因此，通过调整相位φm最小化PAR等效于最小化峰值模数‖u‖∞。因此，PAR最小化可改写为minφ1,…,φM||u||∞=minφ1,…,φMmaxt∈[O,T]|Σm=1Mhmej(ωmt+φm)|------(5)]]>对于适度大小的M，通过众所周知的数值优化技术可近似解决这个问题。
多路径定时估计和接入检测在时隙定时和接入系统中，通常基站负责为出现的定时和接入信号搜索每个定时和接入间隔。对检测的每个信号，基站必须测量信号相对于某一目标到达时间的到达时间，并发送一个适当的定时调整返回该移动台。这一节考虑的是上述的多音信号的检测和定时估计。
为估计和检测多音信号，可使用一个随机多路径信道模型连同一个对应的最大似然(ML)估计器。通过使用一个随机多路径模型，接入和检测的固有健壮性将能对抗信道变化和信道多路径。而且，我们知道ML估计器对估计误差通常具有良好的统计特性，因此应该能提供精确的检测和估计。另外，还将看到，对随机多路径信道模型，ML估计器可利用简单的FFT规程实现。
多路径信道模型和估计问题可定义如下。信道假定由大量独立的随机衰落路径组成，相对于T-长度抽样窗口的起点，随机到达时间包含在某一间隔[τ,τ+δmax]。为简化起见，将只描述单一抽样多音信号的估计和检测。正如下面提供的设计例子中所证实的那样，可直接扩展到多个抽样信号。变量τ表示第一到达时间，而δmax为最大时延扩展。假定基站预先知道时延扩展δmax，以及平均信道功率-延迟分布p(t)，t∈
。然而，第一到达时间τ还未知。
基站的问题是估计这个第一达到时间τ。估计τ将确定从移动台的信号到达时间范围。由于到达时间范围已知，基站可发送一个定时校正到该移动台，这个校正将确保施加该校正后，从移动台出发的所有信号路径将在基站循环前缀内到达。
假定未知的第一到达时间τ限制在间隔τ∈[O,T]内。由于多音信号周期为T，因此，信号的到达时间只能确定到数倍T。τ∈[O,T]的假定限制τ到一个T周期间隙内，这就使得到达时间很明确。
对于随机多路径信道模型，从中可看出，ML估计器通过标准时域相关的累加给出。
图3示出了根据本发明的多路径检测和定时估计系统100的一个示意性实施例。系统100为上述ML估计器的一个基于FFT的近似实现，而且可在OFDM系统的一个基站内实现。假定基站检测信号的出现，以及估计公式(1)中多音信号u(t)的定时。基站清楚需被检测和估计的信号系数am和频率ωm。
输入到图3的系统100的信号y(t)为取自定时和接入间隔的复合、基带T-抽样。为简化起见，再次假定该信号为一个单一抽样定时和接入信号。系统100首先提取信号的N个抽样，并在IFFT单元102计算一个N-点反快速傅立叶变换(IFFT)。IFFT分量矢量标记为Y。利用乘法器103-m,m=1,2,...S,矢量Y与矢量Am的分量相乘，而且每个相乘结果通过相应的FFT幅度单元104-M以获得矢量rm=|FFT of(Y·Am)|2,m=1,...,S.
矢量Am为一定多路径分量u(t)的IFFT矢量的复卷积，下面将被描述。多路径的分量数S小于M，下面也将被描述。
令rmk为rm第k个分量，它表示在k抽样时延时第m多路径分量的相关。在单元106矢量rm相加，以提供所有多路径分量的总功率。如果最大总功率足够大的话，系统100估计信号y(t)包含同步信号u(t)。即如果满足下述条件则该信号被检测maxK=0,…,N-1Σm=1Srmk>C]]>其中C＞0为一个可调整阈值。最大值判定和阈值确定过程分别在单元108和110实现。如果检测到该信号，则信号的第一到达时间的估计值由下述公式给出
如上所述，第一到达时间的估计值 确定信号的到达时间为范围 由于到达时间的范围被估计，基站就能发送一个适当的定时校正到移动台。
可如下预先计算多路径分量矢量Am。定义M×M矩阵R，其第k,l分量由下述公式给出Rk,l:=∫0δmaxP(τ)ej(ωkk-ωl)τaka-ldτ-------(6)]]>同样定义矩阵Q:=I-(I+γ2R)-1(7)其中，γ＞0为一个依赖于预期信噪比的可调整参数。让σm,m=1,…,S，为Q的S个最大特征根，而Um为对应的特征向量。那么多路径分量矢量Am为N-维矢量，其第l分量由下述公式给出Am,l={O elseσmUm,kifl=nk]]>其中nk为公式(1)中多音信号的第k个单音的指数，而Um,k为M-维矢量Um的第k个分量。可调整该算法中所用的S个特征向量。利用多于S个特征向量能改善估计精度，但使得具体实现中FFT单元数增加。
定时跟踪至此，本说明书已考虑到单一同步测量的定时估计。然而，在通常情况下，连续再次同步之间的定时误差不会剧烈变化。因此，通过组合来自不同再次同步的定时误差估计可改善定时估计。
一种组合连续定时误差估计的简单技术用于移动台线性低通滤波来自基站的定时校正，以及利用过滤的校正来调整发送时钟。过滤定时误差估计中和了来自不同估计的随机估计误差。
图4示出了位于移动台的一个滤波时钟偏移调整系统200的一种可能的实现方式。输入到图4的系统200的ek为来自移动台接收机的第k同步的定时误差估计。定时误差估计在基站执行，并通过下行链路发送到移动台。系统200的输出为发送(TX)时钟超前量dk，它为移动台施加到其发送时钟的时间偏移量，以便移动台的上行链路在正确时间到达基站。
估计的定时误差ek首先通过削波器202以筛去较大值，这些较大值可能是由于接收机定时误差测量不准，或由于反馈信号不正确而引起的。削波器202的一个实现例子为gk={0elseekif|ek|≤M,]]>M为一个可调整阈值。一种更为复杂的削波器202可为下述形式gk={0elseekif|ek|≤M,orif|ek|>M,|ek-1|>M,…,,|ek-r|>M]]>在这个例子中，如果最后r+1个值都大于阈值M，则不削波信号ek。
削波之后，削波的跟踪误差gk通过图中所示的一个包含静态增益为L的单元204的标准积分跟踪环路、累加器206、以及反馈时延单元208。单元152的增益L,
可调整用于处理响应时间-噪声滤波。
设计实例现在提供一个简单实例来示意上述的设计过程。所考虑的OFDM系统具有表1所示的参数。这些参数是基于拥有话音业务的室外蜂窝无线系统。假定符号周期TSYM=100μs，它提供的符号速率为每秒10k个符号。利用QPSK调制，这个速率足以在单音支持码率编码的标准话音编码速率9.6kbps。假定为δmax=5μs的最大时延扩展，将涉及非山地地形中的最坏情况下的信道。15μs的循环前缀是允许5μs的时延扩展连带+/-5μs的定时误差。基本单音周期为T=TSYM-TCP=85μs，而音频间隔为1/T=12.5kHz。5MHz的标准带宽分配适合具有5％的多余带宽的N1=380个音频。为支持要求单音数等于2的幂的FFT处理，假定在这个实例中，抽样窗口在N=512个点抽样，但未使用前132个单音。
为校准抽样窗口以及调整保护时间，还需要对定时误差作某种假设。假定在这个例子中，信号到达时间与基站定时和接入间隔起点之间的偏移量Δ限制为，Δ∈[Δmin,Δmax],Δmin和Δmax值如表1所示。如前所述，对周期为T的多音信号的定时估计高达数倍T。因此，为使定时误差被精确估计，应使Δmax-Δmin＜T。对定时再次同步和接入信号假定不同的定时界限。为接入信号，定时误差为基站和移动台之间的往返传播时间。限定为
的定时误差使得小区半径可增大到10.5公里。为再次同步信号，定时误差为再次同步前一刻的误差。假定移动台在再次同步前的循环前缀内同步，最大定时误差可为+/-15μs。为保险起见，在表1假定一个稍大的范围+/-20μs。
图5示出了用于上述系统的多个抽样信号设计，时间轴的记号指示基站上OFDM符号周期间的分界。利用整数个OFDM符号周期的定时和接入间隔更为方便，而且为示意起见，假定在这个实例中定时和接入间隔长5个符号，或500μs。信号中的多音分量数取决于移动台可用的峰值功率。为示意起见，假定一个定时和接入信号有L=2个多音分量。
基站从两个多音分量中的每个分量提取一个T-周期抽样。为使该定时和接入信号的抽样与数据信号的抽样同步，从TSYM长度的符号周期的最后T秒提取抽样。第一个多音分量在5个符号的定时和接入间隔的第二个符号被基站抽样，而第二个分量在第四个符号被抽样。
每个多音分量长为Ts=2T=170μs，这使得定时误差Δ的范围最大。表1所示的保护周期Tg1,Tg2和Tg3确保对所有定时误差Δ∈[Δmin,Δmax]，两个多音信号中的每个信号的一个T-周期精确地落入到正确的抽样周期内。而且，对所有定时误差，将总是在该定时和接入间隔内接收该多音信号分量。
表1设计实例的参数
每个多音信号中所使用的单音数取决于移动台可用的发送功率、预期的定时分辨力、以及每个间隔可用的定时和接入信号数。通过举例，将考虑每个多音信号具有M=16个单音的多音信号设计，在整个定时和接入信号中总共提供32个单音。利用每个多音信号中可用的380个单音，可构成NSIG=23个具有非重叠单音集的定时和接入信号。这23个信号可根据系统要求分别划分为用于定时再次同步的信号和用于接入的信号。
各个选项可用于在23个定时和接入信号中分配各个单音。为利用上述的FIR设计技术，可分配每个定时和接入信号LM=32个相邻单音，两个多音信号中每个信号发送16个单音。然而，为频率分集，最好将这些单音分为，例如两个相邻单音组，每个组包含16个单音，而且两个单音组间隔很远。第一组的16个单音可在第一多音信号中发送，而第二组在第二多音信号中发送。对于这个设计实例的其他情况，假定有k个定时和接入信号，k=1,…,23，第一多音信号使用的单音号为16(k-1)到16k-1，而第二多音信号使用的单音号为16(l-1)到16l-1的音频，其中l=(k+12)mod23。
通过这个音频分配，所有多音信号具有相同的相对单音位置。因此理所当然，所有信号使用相同的单音系数am,m=1,…,M。表2示出了根据上述的优化过程推导的可能的音频系数集。利用契比雪夫多项式选择系数幅度以解决δ=T/M时的优化问题(3)。利用优化公式(5)可选择该系数的相位，以最小化峰值对平均值比(PAR)。对于PAR最优化问题，我们使用以一个随机起始点开始的迭代随机搜索技术，接着试图利用随机步骤校正来修正变量。在系统100运行该算法后，得到一个最小PAR:1.38，它接近于下限PAR≥1。
表2用于设计实例的多音信号系数
如前所述，上面的估计和检测章节只考虑了单一抽样信号。然而，通过测量两个多音信号中每个信号的16个单音的接收值，以及接着将全部32个值视为同时测量的值，可类似地处理多个抽样信号的估计和检测。如果信道在200μs的第一和第二抽样之间不剧烈变化，那么这个相干组合就有效。
利用相干估计，分别构成等式(6)和等式(7)中所给定的32×32矩阵R和Q，可推导出ML多路径定时估计器。如果假定是均匀多路径分布，p(τ)=1/δmax,τ∈
，就可证实矩阵Q中的32个特征根中只有4个是必须的。由此，只利用S=4个多路径相关，就能很好地实现ML估计器。
上述的实施例仅仅是为了示意。另外，上面就描述示意的实施例所作的假设只是为了简化和描述清晰起见，并不是为了限制本发明的范围。本发明理所当然可在不施加这些假设的系统中实现。此外，除了在此描述的单元，还可使用多种不同类型、组织和结构的处理单元实现本发明。在所附权利要求书范围之内的这些和其它可选实施例对本领域的技术人员是很明了的。
权利要求
1．一种用于无线通信系统的方法，包括步骤从该系统的一个移动台发送上行链路接入信号和上行链路定时同步信号中的至少一个到该系统的一个基站，其中至少一个信号来自于一个包含多个正交信号的信号集，以便来自该移动台以及该系统的至少一个其它移动台的不同定时和接入信号由该基站接收，且在一个基站抽样窗口上彼此正交。
2．根据权利要求1的方法，其中该无线系统包括正交频分复用(OFDM)系统。
3．根据权利要求1的方法，其中该信号集包括多个多音信号，多音信号的至少一个子集中每个子集包括一个线性单音组合，这些单音的基带频率为1/T的整数倍，T为基站抽样窗口大小。
4．根据权利要求3的方法，其中定时和接入信号的抽样窗口大小T与OFDM数据符号传输系统所使用的窗口大小相同。
5．根据权利要求1的方法，其中每个定时和接入信号包括一个多音信号，该多音信号带有利用非重叠的单音子集的不同信号，而且其中来自所有定时和接入信号的单音覆盖了整个可用带宽。
6．根据权利要求5的方法，其中多音信号传输的循环前缀足够大，以覆盖多路径扩散和预同步定时误差。
7．根据权利要求6的方法，其中该循环前缀大于从已同步移动台传输的数据符号所用的循环前缀。
8．根据权利要求1的方法，其中至少一个定时和接入信号首端或末端中的至少一个添加一个非传输的保护时间，以确保信号不超出到相邻的数据符号。
9．根据权利要求1的方法，其中在一个特定的定时和接入间隔期间，基站从一个多音定时和接入信号中提取一个T长度抽样，T为基站抽样窗口大小。
10．根据权利要求1的方法，其中基站抽样窗口位于一个指定的定时和接入间隔内，以便对所有可能的多路径信号到达时间，抽样窗口捕获多音信号的一个T周期的稳态正弦响应，T为基站抽样窗口大小。
11．根据权利要求1的方法，其中基站定时和接入抽样窗口与该基站的数据抽样窗口同步。
12．根据权利要求1的方法，其中移动台利用同样也用于数据传输的反快速傅立叶变换(IFFT)计算一个多音定时和接入信号。
13．根据权利要求1的方法，其中移动台预先计算一个多音定时和接入信号，并将其存储在一个与该移动台相关的内存。
14．根据权利要求1的方法，其中定时和接入信号的至少一个子集中的每个子集包括一个由L个顺序传输的多音信号组成的序列，不同定时和接入信号使用L个抽样窗口中每个抽样窗口的非重叠单音子集，而且其中基站从L个多音信号中每个信号提取一个T长度抽样，T为基站抽样窗口大小。
15．根据权利要求1的方法，其中定时和接入信号的至少一个子集包括多个多音信号，可选择一个给定多音信号的系数幅度，以便在大于预期定时精度的时延上，信号的周期性自相关足够小。
16．根据权利要求1的方法，其中定时和接入信号的至少一个子集包括多个多音信号，一个给定的多音信号包括相邻单音，以便利用一个有限冲击响应(FIR)滤波器设计过程，可以执行指定多音信号的系数选择。
17．根据权利要求16的方法，其中FIR滤波器设计过程包括一个契比雪夫多项式设计过程。
18．根据权利要求1的方法，其中定时和接入信号的至少一个子集包括多个多音信号，而且其中给定的一个多音信号的音频扩展到指定的频谱，以用于频率分集。
19．根据权利要求18的方法，其中给定的多音信号包括相邻单音组，各个单音组的间隔大于信道相干带宽。
20．根据权利要求1的方法，其中定时和接入信号的至少一个子集包括多个多音信号，而且其中可选择给定的一个多音信号的系数相位，以便信号的峰值对平均值的比值最小。
21．根据权利要求1的方法，其中当移动台发送一个定时或接入信号u(t)时，基站对接收信号y(t)使用一个最大似然(ML)估计器，以估计一个适当的定时校正。
22．根据权利要求21的方法，其中在一个多路径信道中，ML估计是使y(t)的互相关能量与u(t)的特定多路径分量之和最大的时间τ。
23．根据权利要求1的方法，其中通过测量最大总互相关能量，可在基站估计接收信号功率。
24．根据权利要求22的方法，其中u(t)的多路径分量为接收信号的平均自相关的特征向量，在此，该平均值取代了多路径信道和信号噪声的随机性。
25．根据权利要求22的方法，其中多路径分量仅依赖于u(t)，而且可由基站预先计算并存储。
26．根据权利要求22的方法，其中y(t)与一个多路径分量的每个互相关可利用一个反快速傅立叶变换(IFFT)计算出。
27．根据权利要求1的方法，其中当估计的接收信号功率超过预定的能量阈值时，出现的一个发送的接入信号u(t)可通过基站检测出。
28．根据权利要求27的方法，其中能调整该阈值，以折衷假接入检测概率和误检测概率。
29．根据权利要求27的方法，其中可增大该阈值，以确保接收的接入信号具有足够能量，以得到精确的定时估计。
30．根据权利要求1的方法，其中当再次同步足够频繁时，移动台可组合从不同再次同步间隔中所得到的定时校正，以中和定时估计误差。
31．根据权利要求30的方法，其中通过线性低通滤波从基站接收的定时估计可执行该组合。
32．根据权利要求1的方法，其中移动台用于削波从基站接收到的定时校正。
33．根据权利要求32的方法，其中通过忽略大于阈值的定时校正，移动台削波该校正。
34．根据权利要求32的方法，其中仅在连续接收到一定数量的较大值时，通过接受一个大于阈值的定时校正，移动台削波该校正。
35．一种用于无线通信系统的移动台系统，该移动台系统用于从该系统的一个相应移动台发送上行链路接入信号和上行链路定时同步信号中的至少一个到该系统的一个基站，其中，至少一个信号来自于一个包含多个正交信号的信号集，以便来自该移动台以及该系统的至少一个其它移动台的不同定时和接入信号由该基站接收，且在一个基站抽样窗口彼此正交。
36．一种用于无线通信系统的装置，该装置包括从该系统的一个移动台发送上行链路接入信号和上行链路定时同步信号中的至少一个到该系统的一个基站的装置，其中，至少一个信号来自于一个包含多个正交信号的信号集，以便来自该移动台以及该系统的至少一个其它移动台的不同定时和接入信号由该基站接收，且在一个基站抽样窗口彼此正交。
37．一种用于无线通信系统的方法，包括步骤在该系统的一个基站接收来自该系统的一个移动台的上行链路接入信号和上行链路定时同步信号中的至少一个，其中，至少一个信号来自于一个包含多个正交信号的信号集，以便来自该移动台以及该系统的至少一个其它移动台的不同定时和接入信号由该基站接收，且在一个基站抽样窗口彼此正交。
38．一种用于无线通信系统的装置，该装置包括在该系统的一个基站接收来自该系统的一个移动台的上行链路接入信号和一个上行链路定时同步信号中的至少一个的装置，其中，至少一个信号来自于一个包含多个正交信号的信号集，以便来自该移动台以及该系统的至少一个其它移动台的不同定时和接入信号由该基站接收，且在一个基站抽样窗口彼此正交。
39．一种用于无线通信系统的基站系统，该基站系统用于接收来自该系统的一个移动台的上行链路接入信号和上行链路定时同步信号中的至少一个，其中，至少一个信号来自于一个包含多个正交信号的信号集，以便来自该移动台以及该系统的至少一个其它移动台的不同定时和接入信号由一个相应基站接收，且在一个基站抽样窗口彼此正交。
40．一种用于无线通信系统的方法，包括步骤从该系统的一个移动台发送一个上行链路接入信号到该系统的一个基站，其中，上行链路接入信号来自于一个包含多个正交信号的信号集，以便来自该移动台以及该系统的至少一个其它移动台的不同接入信号由该基站接收，且在一个基站抽样窗口彼此正交。
41．一种用于无线通信系统的方法，包括步骤从该系统的一个移动台发送一个上行链路定时同步信号到该系统的一个基站，其中，上行链路定时同步信号来自于一个包含多个正交信号的信号集，以便来自该移动台以及该系统的至少一个其它移动台的不同定时同步信号由该基站接收，且在一个基站抽样窗口彼此正交。
42．一种用于无线通信系统的移动台系统，该移动台系统用于从该通信系统的一个移动台发送一个上行链路接入信号到该系统的一个基站，其中，上行链路接入信号来自于一个包含多个正交信号的信号集，以便来自该移动台以及该通信系统的至少一个其它移动台的不同接入信号由该基站接收，且在一个基站抽样窗口彼此正交。
43．一种用于无线通信系统的移动台系统，该移动台系统用于从该通信系统的一个相应移动台发送一个上行链路定时同步信号到该系统的一个基站，其中，上行链路定时同步信号来自于一个包含多个正交信号的信号集，以便来自该移动台以及该通信系统的至少一个其它移动台的不同定时同步信号由该基站接收，且在一个基站抽样窗口彼此正交。
44．一种用于无线通信系统的方法，包括步骤在该系统的一个基站接收来自该系统的一个移动台的一个上行链路接入信号，其中，上行链路接入信号来自于一个包含多个正交信号的信号集，以便来自该移动台以及该系统的至少一个其它移动台的不同接入信号由该基站接收，且在一个基站抽样窗口彼此正交。
45．一种用于无线通信系统的方法，包括步骤在该系统的一个基站接收来自该系统的一个移动台的上行链路定时同步信号，其中，上行链路定时同步信号来自于一个包含多个正交信号的信号集，以便来自该移动台以及该系统的至少一个其它移动台的不同定时同步信号由该基站接收，且在一个基站抽样窗口彼此正交。
46．一种用于无线通信系统的基站系统，该基站系统用于从该通信系统的一个移动台接收一个上行链路接入信号，其中，上行链路接入信号来自于一个包含多个正交信号的信号集，以便来自该移动台以及该系统的至少一个其它移动台的不同接入信号由一个相应基站接收，且在一个基站抽样窗口彼此正交。
47．一种用于无线通信系统的基站系统，该基站系统用于从该系统的一个移动台接收一个上行链路定时同步信号，其中，上行链路定时同步信号来自于一个包含多个正交信号的信号集，以便来自该移动台以及该系统的至少一个其它移动台的不同定时同步信号由一个相应基站接收，且在一个基站抽样窗口彼此正交。
全文摘要
本发明公开了用于无线通信系统的上行链路定时同步和接入控制的信号结构、检测和估计技术。在指定的定时和接入间隔发送的定时和接入信号由正交多音信号构成。多音信号可类似于OFDM数据传输中所使用的多音信号,除了在基站与该信号接收相关的循环前缀被扩展到能覆盖尚未同步的移动台的定时误差。本发明还提供用于优化时间分辨力和多音信号的峰值对平均值比的设计技术、用于最大似然定时估计的基于高效快速傅立叶变换(FFT)的技术,以及用于中和来自同步的定时估计的健壮的线性滤波技术。
文档编号H04L27/26GK1308427SQ0110343
公开日2001年8月15日 申请日期2001年2月9日 优先权日2000年2月11日
发明者雷吉维·拉罗夏, 厉镌怿, 申迪普·兰根, 塞斯亚蒂普·V·厄佩拉 申请人:朗迅科技公司