专利名称：具有可变阈值限幅器级的接收机和修正限幅器级阈电平的方法
技术领域：
本发明涉及具有可变阈值限幅器级的接收机和修正限幅器级阈电平的方法。本发明对多级调制移频键控(FSK)方法，例如在增强的数字无线电通信(DECT)及蓝牙(Bluetooth)传输中，被使用的高斯移频键控(GFSK)具有特殊的，但非专有的应用。
背景技术：
5,670,951号美国专利说明书公开了具有符号检测器的四级频率调制接收机，它包含用于将信号电压转换到数字值的模拟-数字转换器和用于追踪数字值以确定与信号的高及低电压相联系的峰及谷值的峰及谷计数器。计算电路系统根据峰及谷的值计算较高的、较低的及中间的阈值、解码器生成与较高、较低及中间阈值相适应的数据符号。
5,825,243号美国专利说明书公开了解调多级信号的方法及仪器，在该信号中输入的多级振幅调制模拟信号使用模拟-数字转换器(ADC)被转换成数字信号。阈发生器计算与数字信号相符合的多个阈电平。解调器将符合多个阈电平的数字信号解调成与数字信号电平相应的信号，更具体而言8个极大值和8个极小值被存储而且各自的平均值被确定并且使用平均最大值及最小值，3个阈值通过包括差分、相除及相减的算术运算被确定。
这些现有的专利说明书公开了根据追踪所接收信号的高及低(或峰及谷)值调节符号检测器的阈电平和用算术处理这些值以确定高、低及中间阈值的方法。然而存在按这种方式确定阈值而不给出最佳符号检测的情况。当解调被高斯移频键控(GFSK)调制的数据时这可能发生，这时数据的峰偏差已被低调制指数的过量过滤所危害。被解调数据的眼图被引起眼睛靠近的|S|(符号间干扰)影响。低调制指数也有害地影响眼图。当眼图减小，位误码率(BER)在任何给定的信噪比(SNR)都将提高。这种现象的后果在符号检测期间可能出现，因为阈值不是最佳的。
发明内容
本发明的目的是打开顾及信号调制性能的眼图的眼孔径。
按照本发明的一个方面，提供有确定信号值的方法，在该信号中被解调的位流的N个先前被检测的位(其中N至少是2)被用于挑选多个阈电平中哪一个相对于它现行的被解调位在位限幅器中被比较并且使用现行的所解调位被修正。
按照本发明的另一个方面，配置有具有可变阈值限幅器的接收机，它包含用于导出被解调位速率信号的装置；用于存储多个阈值的装置，各个阈值可被选择地调节；用于挑选阈值供与现行位相比较并供调节以响应先于现行位所接收的N位(其中N至少是2)序列的装置；以及用于使用现行位修正被挑选的阈值的装置。
借助按照本发明的方法在可变阈值限幅器中被使用的每个阈电平的都是可独立调节的。而且|S|通过能将被解调信号与多个阈值相比较而被补偿。
按照本发明的再一个方面还提供有在具有可变阈值位限幅器的接收机中实现直流(dc)偏移补偿的方法，该方法包含根据在最后被形成的位序列的被预置默认的众多n位值及由位限幅器所确定的(n-1)个较早的位值中挑选一个；获得对至少在2位期间积分的被解调信号；从所挑选的被预置的默认值中减去被解调的信号以生成dc偏移的估计值；从现行的dc偏移估计值和多个先前的dc偏移估计值导出平均的dc偏移估计值，以及使用平均的dc偏移估计值排除在确定被解调信号值上dc偏移的影响。
附图简述本发明现在将通过实例，参照伴随的附图被描述，在附图中
图1是按照本发明制作的具有可变阈值限幅器的GFSK接收机的简化方框示意图。
图2是被解调的高斯最小位移键控(GMSK)信号的模拟眼图。
图3是从按照本发明被制作的可变阈值限幅器的积分器的模拟输出。
图4是具有可变阈值限制器的接收机的方框示意图，其中4个阈电平的每个由4个平均概算机的平均值被确定。
图5是展示被模拟的可变阈值限幅器的阈值作为调制指数m的函数的曲线图。
图6A、6B及6C是分别展示输入到可变阈值限幅器的被解调信号、连续的积分器输出及断续的积分器输出的图线，以及图7是适合于快速估算叠加在被解调的信号输出上dc偏移的具有可变阈值限幅器的接收机的方框示意图。
在附图中同样的参考号数已被用于表示相同的性能。
实现本发明的方式在图1中所示的GFSK接收机包含射频(rf)前端10，它具有被连接到天线12的输入端及被连接到解调器14的输出端，取决于接收机的总体结构解调器可以是数字的或模拟的。具有对DECT(如所示)576KHz和对于蓝牙500KHz带宽的高斯数据过滤器16被连接到解调器14的输出端。积分和转储级18被连接到数据过滤器16的输出端并到可变阈值限幅器20的输入端，限幅器20具有输出端34用于被检测的位。
可变阈值限幅器20包含限幅器或比较器22，比较器22具有用于来自级18的信号Sn的第一个输入端24，和用于4个阈电平中一个的第二个输入端26，4个阈电平由作为具有部位P1到P4的4定位开关被执行的阈电平挑选器28所挑选。限幅器22的输出端被连接到两个被串联的一比特延迟级30、32，后者的输出端33被连接到输出终点34，在限幅器22输出端上的位Bn表示现行位，而在输出端31、33上的位Bn-1及Bn-2分别是两个被分别延迟一比特或两比特间隔的直接在先的位。这两个直接在先的位Bn-1、Bn-2的值被用于挑选、待施加到限幅器22输入端26的特殊的阈电平Tn。下列的真值表指出Bn-1、Bn-2的二进制数值怎样确定电平挑选器28的部位。
因而现行位Bn前面两位的值确定了目前的阈电平。
阈电平的值由阈值估计级36提供，级36包含4定位阈值挑选器开关38，它包括为了参照的方便对应于挑选器28的阈值部位的部位P1到P4。输入到开关38的信号包含来自积分和转储级18的信号Sn。具有量级为或大于一千比特的时间常数以降低噪声影响的长时间恒定的积分器40到43，它们被分别连接在级36和28的部位P1-P1，P2-P2，P3-P3，P4-P4之间以分别提供4个平均阈电平L11，L01，L10，L00。被开关38确定的部位也由位Bn-1及Bn-2的值挑选。因而被施加到限幅器22输入端26的阈电平也是被信号Sn修正的电平。
可变阈值限幅器20是用来针对数字调制技术，例如GFSK，特点的，在该技术中输出功率谱在频带上被限制而抑制在相邻通道中的辐射。归因于低调制指数及窄带宽预调制过滤使用的频率失常的必然制约能导致严重的|S|，对于它非相干调制技术，例如鉴频器检测，是特别不能容忍的。在DECT及蓝牙的情况中两者都具有带宽-位期间(BT)＝0.5而在0.28的最低的规定调制指数m的蓝牙将具有最严重的|S|。
|S|导致现行位被邻近的位影响。对于具有0.5BT的GMSK调制，在先的位Bn-1是显著的，Bn-2具有一些影响而Bn-3具有很小的影响。对于每个位的判定，限幅器的阈值被选定，如果由先前的位序列所引起的|S|的净影响导致正的偏移则它是正的，而倘若存在负的偏移它是负的。在图1中，只有最后两个在先的位Bn-1和Bn-2被需要以足够的分辨能力去选择阈值。限幅器20按照最后两个被检测的位是否为11，01，10或00选择阈值。因而每个位的判定要求对仅有的4个阈值中之一的挑选。
数字解调器14的输出是时间离散的波形，它具有表示GFSK调制数据的振幅。在实践中，被解调的信号按数据速率的大约20倍被取样，而归因于|S|每位将被邻近的位覆盖到。为了分析这个信息，积分函数被使用，它给出由最后的位所引起的支配相位改变的估计值。积分和转储级18具有适用的函数，利用它积分器的输出在两个比特期间的末了被保持并然后被重置。图2示出被解调的GMSK信号的眼图而图3示出积分器的输出，积分器将该信号积分并且每2比特(40个样品)被重置。
在图2中被示出的眼样使用具有m＝0.35的蓝牙接收机模型通过理想的无噪声的模拟已被完成。能够看出在图3中所示的被积分的波形遵循有限数目的取决于符号间隔序列的路径到第一级，有由现行位Bn以及，沿着不断下降的数量，先前的三位Bn-1，Bn-2，Bn-3所确定的16条曲线。16个层次的轻微模糊是更早的位的结果。当在先的两位Bn-1及Bn-2都是1时，所遵循的路径由附加符号1111，0111，1110及0110的线被示出，为完成位的判定并导出现行位Bn，被积分和保持的值与取决于在先的两个被检测的位所选定的阈值相比较。对于当位Bn-1及Bn-2都是1时最佳的判定阈值是对那个特殊的位序列可能出现的4个被积分和保持的值的中间物(平均值)。这是因为在这个阈值，在标记与间隔之间的信号的路径距离是相等的而没有向标记或间隔的偏移。在实践中，这项技术等同于使噪声极限最大化到正比于在图2中画双向影线面积A、B、C的数量。另外三个判定的阈值同样地能通过求4个适当的电平的平均值被导出。由于位的判定在每个位都被需要，在实际的实施方案中两个2比特的积分和保持过滤函数被需要，每个在更迭位后被重置。
可变阈值限幅器20用长时间恒定的过滤器(积分器)处理信号。这有助于使用比更通用的以该数据率简单取样信号的途径更好的方法收集信号，积分器还引入了严格的噪声降低机制。因为积分器的输出被由最后两位所引起的频率上的改变控制，积分器事实上已增大了符号间的干扰。因此，如果积分和保持的输出被与单个的近零的阈值(如在零阈值限幅器中)相比较，将有更大的位错误。然而，因为积分和保持的输出实际上按补偿|S|的方式与多个非零的阈值相比较，总的说来有性能的改进。
图4图解说明具有可变阈值限幅器20的接收机的更细致的型式，限幅器20使用现行位Bn和3个在先的位Bn-1、Bn-2及Bn-3挑选待估计的阈值并确定阈值L11、L01、L10及L00。
与图1比较，积分和转储级18包含两个轮流重置的积分及转储级18A、18B的，它们能在每比特期间提供信号，该信号基于遍及两个在先的位期间的数字信号值，开关40在每比特期间被来回切换以把级18A、18B的输出端轮流连接到限幅器22的输出端24。
主时钟42提供具有频率为位速率倍数的时钟信号。时钟信号与解调器14输出的计时同步在同步级44被实现。级44被连接到乒乓开关，它每个位序46具有被连接到开关40的第一个输出端48和每2个位序52被连接去重置的第二个输出端50。级52首先被连接到积分和转储级18A的重置输入端而其次到1比特延迟级54，54的输出端被连接到积分和转储级18B的重置输入端。延迟级54的补充使级18A和18B能在每比特期间轮流重置。
可变阈值限幅器20在某些方面类似于在图1中被示出的。然而为了根据最近的位值和在先的三个位值Bn、Bn-1、Bn-2和Bn-3的平均值估计被挑选的阈值，三个1比特延迟级30、32、56被串联到限幅器的输出端23。延迟级30、32、56分别具有输出端31、33及57。
如在图1中，在现行位前面的两个位的值Bn-1、Bn-2被用于挑选待与被施加到限幅器22的输入端24的积分和保持信号相比较的阈值。
在每个位判定之后，最后的积分和保持信号被馈送到总起来用参考数字60被表明的16个平均概算机之一，而且其平均值被修正。相关的平均值概算机由被判定级58根据最后的位判定值Bn及三个在先的位判定值Bn-1、Bn-2、Bn-3被选定。在一段时间范围内，平均值概算机60生成16个4位序列的积分和保持输出的平均值。这16个活动的平均值概算机60的时间常数是长的，为1500比特的量级，它被选定以在有噪声的情况下给出稳定的值并且仅适合于在载体频率中的任何慢漂移。
4个限幅器阈值L11、L01、L10及L00各自是16个被平均电平的适当4个的平均值。在图4的实施方案中，在16个4位序列中有关的一些位Bn-1、Bn-2的值确定哪4位的值被平均。通过观察图4，将被注意到第一个求和级62从“11”平均值概算机导出它的4个输出，第二个求和级64利用“01”平均值概算机导出它的4个输出，第二个求和级64利用“01”平均值概算机而类似地第三及第四个求和级66、68分别利用“10”及“00”平均值概算机。分别除以4，级72、74、76及78导出第一个到第四个求和级62到68的平均值并将它们施加到长时间恒定的积分级40到43。在起动时，积分级40到43以被施加到输入端80的系统设定阈值被预加载。
图5示出16个被平均的电平1111到0000和从被平均的电平所计算的4个判定电平11、01、10及00。如实例，阈值11＝(111+1110+0110+0111)/4。这个图形显示阈值随调制指数成直线地变化。
由级44(图4)所建立的计时同步是重要的，因为它使精确的积分的起始和终止点能被选定以与被示于图2中眼图的开始和末尾吻合以便最小化BER。在实践上，使用通过数据限幅器和运行在开端第一位上的数字相锁回路技术同步被实现。
为了用在图1及图4中所图解说明的可变阈值限幅器改进同波道干扰行为，积分器需要断续地运转，仅在每两位的中间积分信号。对于另外的样品，积分器的输出都保持恒定。在重复取样率为20的情况下，经验的试验已表明当在两位期间40个样品中仅有第10个、第30个及第31个样品被积分时，最佳的同波道干扰性能才被实现。从什么是新近所接收的位挑选两个样品可提供有利于该位以较早的位为基准的偏移。
在挑选样品的另外的形式中，样品在0％与100％之间被权重以便逐一被权重样品的不同组合能被使用。
参看图6A、6B及6C，能够说明除了定标的差别，积分器的继续运转引起如同按连续积分(图6B)出现的大致相同的积分和保持波形(图6C)。更具体而言，图6A示出输入到可变阈值限幅器的被解调的信号。在图6B及6C中，实线波形是来自积分器的输出而点划线表示被保持在每两比特阶段末尾来自积分器的输出。图6B与两比特的全部40个样品连续积分的重复取样波形相关而图6C涉及样品10、30及31的断续积分。
在重复取样率(OSR)与可变阈值限幅器性能之间有折衷的选择。在没有同波道干扰的情况下，在OSR＝20时，通过积分只是挑选的样品可变阈值限幅器的性能不被下降，但在较低的OSR时，它是下降的。下降被认为将是归因于所想要的与同波道的信号彼此搅打并且生成谐频，它能变得被混淆返回进一步与所想要的信号相干扰。通过实例，使OSR从10增大到20已被发现对蓝牙能改进同波道干扰约2dB。用于积分的样品的挑选基于这种模式对OSR的任何值能被选定。
重叠在真实被解调信号上的变化的和不想要的dc有害地影响可变阈值限幅器的性能。这种不想要的dc能被认作是等同于在所选定的限幅器阈值上的误差。如果在被传递的数据包的开始存在大的载体偏移，这可能是特定的问题，因为最佳的阈值可能不同于在任何数据包的开始被选定的默认值并且能导致较高的BER直到最佳值已被建立为止，该较高的BER可能引起整个包将被失去。
图7图解说明接收机的实施方案，该接收机能仅在2个被接收位之后提供准确的DC估计值。任何噪声能通过最小限度的过滤被排除从而使dc偏移的估计值能跟随快速漂移的载体。
注意的简洁，参照图4已被描述的图7的部分将不再被描述。
被供应到16个平均值概算机60的4位序列还被施加到只读存储器(ROM)100，它在起动时在线101上提供16个默认值以初始化平均值概算机，遍及2比特期间积分的被解调信号被供应到相减级102、104。由ROM供应的对于由4位值确定的特殊序列的默认值在相减级104从最后的积分和保持值被减去。来自相减级的输出含有一个值它包含dc偏移加上噪声。因而单个的积分和保持值已被用于提供dc偏移的估计值，该估计值完全不依赖于位序列而仅受噪声影响。第一个dc偏移值仅在第一个被接收的数据之后2比特被得到而且仅仅适当的过滤被需要以排除噪声影响。由于在每个位判定之后，新的4位序列被生成，然后最后的积分和保持值在相减级104从来自ROM100的适当的默认值中被减去以生成dc偏移的最后的估计值。dc偏移估计值的位速率流被施加到求平均级106，它获得在后25比特范围内的平均dc偏移估计值。平均dc估计值在单极50KHz带宽的低通滤波器108中被过滤以提供具有噪声被排除的dc偏移估计值。dc偏移被存储在存储器110中并被供应到求和级114的一个输入端112。求和级114的第二个输入端116被连接到阈电平挑选器28，dc偏移与被挑选的阈值结合而最终结果被施加到限幅器22的阈输入端26。
来自存储器110的dc偏移估计值还被施加到相减级102，在那里它从积分和保持值中被减去并被馈送到16个平均值概算机60。做这种减法的实际作用是4个所挑选的阈值利用积分和保持值被估算，积分和保持值不受变化的dc偏移影响从而固定在稳定值。4个阈值将不依赖于dc偏移并且围绕零被等距布置。
为了完整起见，存储在存储器110中的dc偏移估计值能被替换着去控制自动频率控制(AFC)回路。为了这样做，转换级118被配置用于使dc偏移估计值转换到频率偏移估计值，后者能被用于调谐频率合成器(未被示出)。
dc偏移估计值可被用于dc偏移的消除和受dc偏移估计值支配的比穿过接收机延迟更快的AFC，以及AFC回路从而避免引入某种形式的振荡。
在无图解说明的变形中，来自存储器110的dc偏移估计值从积分和保持信号Sn中被减去并且最后结果被施加到位限幅器22的输入端24与直接被施加到位限幅器22的输入端26的被挑选的阈值相比较。因此求和级114是不需要的。如果具有被减去dc偏移估计值的被解调的信号Sn是可用于修正平均值概算机60的，则相减级102是不需要的。
在被示于图7中的dc偏移估计电路系统经过改进的装置中，漂移速率的估计值被用于改变可变长度可调整的平均功能从200到25比特的响应度。来自相减级104的输出被提供给另一个平均级120，它获得的平均dc估计值在200比特以上。这种平均dc估计值在单级50KHz带宽的低通过滤器122中被过滤。
过滤器108，122的输出被施加到转换开关124相应的级，开关的输出端被连接到存储器110。
漂移速率的估计值是通过将来自过滤器108的平均dc偏移估计值传入低灵敏度的1KHz带宽的低通过滤器126，并且通过在相减级128中从dc偏移估计值减去过滤器的输出来计算漂移速率估计值被求得的。快的、低的或零漂移的读数是由被连接到相减级128的级130提供的。来自级130的输出132将低的/快的漂移信号提供给转换开关124。同样地输出134对存储器110提供漂移/无漂移的信号。
在运行中当漂移速率非常低或恒定不变并且漂移速率低于某些被选定的噪声阈值时，被加到4个阈值上的dc偏移估计值被保持恒定。这保证无噪声信号被加到阈值上。然而如果漂移被认为是快的，则dc偏移估计值通过使用求平均级25在25比特范围内求平均被确定。另一方面，如果漂移被认定是慢的，则dc偏移估计值通过使用不平均级120遍及200比特求平均被确定。这个决定由控制转换开关124操作的级130被作出。
在图7中所示的装置保证dc偏移估计值对快漂移是敏感的。但当漂移低时估计值是精确和无噪声的。
在本说明书和权利要求中，在元件前面的单词“a”或“an”并不排除多个这种元件的存在。另外，单词“包含”并不排斥除那些被列出的之外的元件或步骤的存在。
从阅读本公开内容，对于熟悉本领域的技术人员其他的改进是明显的。这些改进可能包括其他特点，它们是在设计、制造及具有可变阈值限幅器的接收机和因之的组成部分的使用中已经知道的，以及可被用于替代或添加到在这里已经被描述的特点的其他性能。
权利要求
1.确定信号值的方法，在信号中被解调位流的先前被检测的N位(其中N至少是2)被用于挑选多个阈电平中的哪一个相对于它在位限幅器中现行的被解调位被比较并且使用现行的被解调位被修正。
2.根据权利要求1的方法，其特征在于具有多个阈电平并具有与每个阈电平有关的P(其中P至少是2)个平均值概算机以及对于被挑选的阈电平中的一个获得与P个平均值概算机有关的平均值，并使用结果作为阈值中现行被挑选的一个。
3.根据权利要求1或2的方法，其特征在于对被解调的位流至少在2位期间断续地积分并且将结果与被挑选的阈值相比较并使用结果去修正被挑选的阈值。
4.根据权利要求3的方法，其特征在于对被解调的位流重复取样M次，其中M是约为20的整数，并且在各个至少2位期的M/2样品的附近对至少一个样品断续积分以生成待与被挑选的一个阈值比较的被解调的信号。
5.根据权利要求3的方法，其特征在于从最近的位期间中挑选至少2个样品以及从先前的位期间中挑选至少一个样品。
6.根据权利要求3的方法，其特征在于通过对被解调的位流重复取样，权重样品，并对被权重的样品积分以生成待与阈值中被挑选的一个相比较的被解调信号。
7.根据权利要求1的方法，其特征在于根据由N个先前被检测的位和由位限幅器所确定的在最后被检测的位所形成的位序列挑选多个被预定默认的阈值中的一个，获得对至少在2位期间积分的被解调的信号，从被挑选的预定默认值中减去被解调的信号以生成dc偏移估计值，从现行的dc偏移估计值和多个在先的dc偏移估计值中导到平均的dc偏移估计值，将平均dc偏移估计值与被挑选的阈值组合并且将被组合的信号施加到位限幅器的阈值输入端。
8.根据权利要求7的方法，其特征在于从在修正被挑选的阈值以前的被解调信号中减去dc偏移估计值。
9.根据权利要求7或8的方法，其特征在于调节相对于漂移的平均dc偏移估计值的响应度。
10.在具有可变阈值位限幅器的接收机中实现dc偏移补偿的方法，它包含根据作为位限幅器所确定的最后的和(n-1)个较早的位值形成的位序列挑选多个预定默认的n位值中的一个；获得至少在2位期间被积分的被解调的信号；从被挑选的预定默认值中减去被解调的信号以生成dc偏移估计值；从现行dc偏移估计值和多个先前的dc偏移估计值导出平均的dc偏移估计值；以及使用平均的dc偏移估计值排除在确定被解调信号值上dc偏移的影响。
11.根据权利要求10的方法，其特征在于平均dc偏移估计值与被挑选的阈值组合并且在所组合的信号被施加到位限幅器的阈值输入端。
12.根据权利要求10或11的方法，其特征在于调节相对于漂移的平均dc偏移估计值的响应度。
13.具有可变阈值限幅器的接收机，它包含用于导出被解调位速率信号的装置；用于存储多个阈值的装置，各个阈值可被有选择地调节；用于挑选阈值供与现行位比较并供调节以响应先于现行位被接收的N位(其中N至少是2)序列的装置；以及用于使用现行位修正被挑选阈值的装置。
14.根据权利要求13的接收机，其特征在于用于导出被解调的位速率信号的装置包括不连续积分和转储级用于为遍及在被预定数目的位速率期间积分被解调信号并将结果供给位限幅器以及用于修正被挑选阈值的装置。
15.根据权利要求13的接收机，其特征在于对被解调的位流重复取样M次，其中M是约为20的整数，和用于在各个至少为2的预定数目位速率期间的M/2样品的附近对至少一个样品继续积分以生成待与被挑选的一个阈值相比较的被解调的信号的装置。
16.根据权利要求13的接收机，其特征在于用于对被解调的位流重复取样的装置，用于权重所获得样品的装置，以及用于对被权重的样品积分以生成待与被挑选的一个阈值相比较的被解调的信号的积分装置。
17.根据权利要求13的接收机，其特征在于用于根据由位限幅器所确定的N个先前被检测的位和最后被检测的位所形成的位序列挑选多个预定默认的阈值中一个的装置；用于在至少2位期间积分获得被解调信号的装置；用于从被挑选的预定默认值中减去被解调的信号以生成dc偏移估计值的装置；用于从现行dc偏移估计值和多个先前的dc偏移估计值中导出平均dc偏移估计值的装置；以及用于将平均dc偏移估计值与被挑选的阈值组合和用于将被组合的信号施加到位限幅器的阈值输入端的装置。
18.根据权利要求17的接收机，其特征在于用于调节相对于漂移的平均dc偏移估计值的响应度的装置。
全文摘要
具有用于在被解调的信号中检测位的可变位限幅器的接收机，它包含用于导出被解调的位速率信号的解调器(14)；用于存储多个阈值的装置(36)，各个阈值可被选择地调节；用于挑选阈值为与现行位信号(S
文档编号H04L25/03GK1411650SQ01806086
公开日2003年4月16日 申请日期2001年12月21日 优先权日2001年1月4日
发明者A·W·佩尼, P·A·穆尔, B·J·明尼斯 申请人:皇家菲利浦电子有限公司