专利名称：基于变换的混淆抵销的多信道调谐器的制作方法
背景技术：
本发明总的涉及信号接收设备，更具体地，涉及多信道卫星信号接收机。
传统的卫星接收设备，诸如直接广播卫星(DBS)接收机，可以调谐到多个卫星转发器的任何一个转发器，每个转发器发送在特定的频段的下行链路信号。转发器下行链路信号典型地代表分组格式的比特流，分组输送诸如音频、视频、节目信息等等的数据，它们与一个或多个广播信道或业务有关。在这方面，每个转发器典型地与各广播信道的不同的组有关。这样，想要的体育节目可以在与一个转发器有关的一个广播信道上找到，而电影可以在与不同的转发器有关的一个广播信道上找到。
不幸地，如上所述，这样的传统的接收设备一次只调谐到来自一个转发器的一个下行链路信号。这导致多个问题。例如，“信道冲浪”，即从一个广播信道到另一个广播信道的切换，可能招致切换转发器，这造成附加的处理延时-减慢信道冲浪过程的延时。而且，在想要同时观看或收听与不同的转发器有关的节目的家庭中，这些家庭必须花费更多的钱去购买、或租用多个传统的卫星接收设备。
发明概要所以，按照本发明的原理，接收设备包括用于同时处理多个接收到的信号的信号抵销调谐器，每个被接收的信号相应于一个比特流。信号抵销调谐器包括一个采样器，用于对多个接收到的信号采样，以便提供多个混淆的(aliased)样本流；和离散变换单元，它对混淆的样本流进行操作，以恢复其中的至少两个相应的比特流。
在本发明的一个实施例中，接收设备是卫星接收机。卫星接收机包括一个信号抵销调谐器，后者包括(a)多路分解器，用于把代表多个转发器信号的接收信号多路分解成多个分样的信号，每个转发器信号输送一个比特流，以及(b)变换单元，它对多个分样信号进行操作以便提供其中的至少两个比特流。
在本发明的另一个实施例中，集成电路包括一个变换单元，用于接收多个分样信号，变换单元对接收到的多个分样信号进行操作，以提供至少两个比特流，每个比特流与一个不同的传输频段相关联。作为说明，每个频段与卫星电缆分布网的一个不同的转发器相关联。
在本发明的另一个实施例中，接收设备是一个卫星接收机。卫星接收机执行信号抵销方法，该方法包括(a)把代表多个转发器信号的接收信号多路分解成多个分样的信号，每个转发器信号输送一个比特流，以及(b)变换多个分样信号，以便提供至少其中的两个比特流。
附图简述
图1-3显示现有技术的数据采样概念；图4显示按照本发明的原理的分样信号的说明性的重新组合；图5-6显示按照本发明的原理的说明性的信道抑制器；图7显示代表八个转发器信道的接收信号的说明性频谱；图8显示图4的接收到的信号在按Nyquist速率采样后的说明性频谱；图9显示在采样后的经采样的接收到的信号的说明性频谱；图10显示体现本发明的原理的接收机的说明性方决级别的图；图11显示代表16个转发器信道的接收到的信号的说明性频谱；图12是体现本发明的原理的多抵销调谐器的说明性方块级别的图；图13显示由图12的变换单元230所用的说明性变换矩阵；图14是按照本发明的原理的说明性变换操作；图15是按照本发明的原理的另一个说明性变换操作；图16是按照本发明的原理的另一个说明性变换操作；图17-22显示按照本发明的原理的另一个说明性变换操作；以及图23显示本发明的另一个说明性实施例。
详细描述除了本发明的概念以外，附图上显示的单元是熟知的以及将不再详细说明。另外，假设已熟悉基于卫星的节目分发，所以这里不作详细描述。例如，除了本发明的概念以外，卫星转发器、下行链路信号、射频(RF)前端、或接收机部分，诸如低噪声块，以及用于产生输送比特流的形成与编码方法(诸如活动图像专家组(MPEG)-2系统标准(ISO/IEC 13818-1))是熟知的，以及不在这里描述。另外，本发明的概念可以通过使用传统的编程技术来实施，这种编程技术因此不在这里描述。最后，附图上相同的数字表示类似的单元。
本发明的概念利用采样数据理论。在这方面，在描述本发明的说明性实施例之前，提供采样数据理论的简略回顾。参照图1，说明性的一维(1-D)连续时间信号s(t)被加到模拟-数字转换器(A/D)105，它以采样速率r采样信号s(t)，以提供经过采样的信号s(n)，这是采样速率为r的样本流。现在参照图2，图上显示多个说明性曲线图。曲线图21通过归一化幅度轴和归一化时间轴显示信号s(t)的一部分。信号s(t)具有限带宽的频谱S(f)，如曲线图22所示。信号s(t)由信号g(t)采样，正如由曲线图23显示的采样栅格代表的。
g(t)=Σn=-∞∞δ(t-n·T),---(1)]]>其中δ(·)是已知的狄拉克德尔泰函数以及T是栅格间隔。采样栅格g(t)的频域代表通过已知的傅利叶变换积分被分析地确定G(ω)=∫-∞∞g(t)·ϵ-j·ω·t·dt=∫-∞∞(Σn=-∞∞δ(t-n·T))·ϵ-j·ω·t·dt,---(2)]]>=Σn=-∞∞(∫-∞∞δ(t-n·T)·ϵ-j·ω·t·dt),---(3)]]>=Σn=-∞∞ϵ-j·ω·n·T=(Σn=0∞(ϵj·ω·T)n+ϵ-j·ω·n·T·Σn=0∞(ϵ-j·ω·T)n).---(4)]]>注意到{11-x=Σn=0∞xn,∀x≠1}.---(5)]]>
则，G(ω)可被重写为G(ω)=11-ϵj·ω·T+ϵ+j·ω·n·T1-ϵ-j·ω·T,or---(6)]]>G(ω)=11-ϵj·ω·T-11-ϵj·m·T=0∀ω·T≠m·(2π)∞,∀ω·T=m·(2π)=Σn=-∞∞δ(ω-n·(2πT)).---(7)]]>正如技术上已知的，采样信号s(t)为在采样栅格g(t)上得到经采样的数据表示s(n)的操作，被建模为s(n)=s(t)·g(t)=Σn=-∞∞s(n·T)·δ(t-n·T).]]>如果时域脉冲间隔是一(1)，则频域脉冲间隔是二(2)。如果时域脉冲间隔包括在时间零的脉冲(如上假设的)，则频域脉冲串是实数值加权的。如果时域脉冲串从时间零以归一化的时间单位偏移(其中归一化的间隔等于一)，则在频域脉冲串中的每个脉冲通过下式加权e-j2π·n·α，(9)其中n等于脉冲串的归一化频率指数。脉冲串的归一化的频谱被显示于图2的曲线图24。
现在转到图3，图上显示不同的采样速率对采样的数据频谱的影响。曲线图31和32显示信号s(t)以Nyquist速率的采样(即，速率等于s(t)的至少两倍的带宽)。曲线图31显示最终得到的、按离散时间的经采样的信号s(n)，而曲线图32显示这种采样的频率模糊性。正如可以从曲线图32看到的，零频率周围的图像是信号s(t)的非混淆的拷贝。换句话说，曲线图32上所示的s(t)的频谱的各种拷贝是特定的，即，非混淆的。
作为比较，曲线图33和34显示信号s(t)以小于Nyquist速率的速率采样。曲线图33显示信号s(t)以等于s(t)的带宽的速率采样。曲线图34显示采样的信号s(n)的频谱。从曲线图34可以看到，信号s(t)的图像这时在零频率周围重叠并和信号s(t)的拷贝混杂(contaminate)。换句话说，频率拷贝或图像现在互相混淆。所有的采样相位都产生这个结果，但按照本发明的原理，在曲线图34上每个复数取值的图像的相位是采样相位的函数，正如下面进一步描述的。
因此，按照本发明的原理，新的调谐范本是根据频率混淆和混淆抵销的基本采样理论概念而被提供的，而不是通过滤除不想要的信道来选择信道的通常的调谐方法。总体概念是把多信道信号s(t)以大于或等于对于s(t)的Nyquist速率(此后称为多信道Nyquist速率，FM- Nyquist)的采样速率转换到数字域，以及然后让最终得到的数据流s(n)受到多路分解操作，以提供数量为N个的输出数据流si(n)，其中1＜i＜N。多路分解器的操作实际上是将最终得到的数据流s(n)在采样频率FM-Nyquist/N下作进一步的采样。来自多路分解器的每个输出数据流si(n)是与所有的信道的图像混淆的分样流，但这时以一个方便的速率来用于数字信号处理。混淆的分量一旦存在就不能通过滤波处理与占用相同的频带的未混淆的分量分离开。然而，虽然每个分样流具有相同的混淆分量—但对于每个分样这些分量的相位是不同的，以及这可以用来从其它信道的混淆恢复未被混杂的特定的转发器信道。
具体地，多路分解器具有N个数据流，其中每个输出数据，例如，令第一输出数据流被建立为参考点，则剩余数据流可以表示为对这个输出数据流的相位关系。例如，假设样本间隔是在2π的周期上，则第[(N/2)+1]输出数据流相对于第一输出数据流具有相位偏移π。所以，为了恢复特定的转发器信道，每个输出数据流，或分样的流，首先通过使用与每个转发器信道相关的αn而被重新组合，其中0≤n≤(N-1)。加权的向量αn具有N个分量以及等于an＝{A0，...，Ai，...，AN-1，}，其中 (10a)Ai=exp(j2πniN),---(10b)]]>其中0≤n≤(N-1)，以及i是N个分样流中的特定分样流。例如，为了调谐到频道0，必须计算加权向量α0。在这方面，n的值在以上的公式(10b)中被设置为0。应当指出，n与Nyquist区域有关(例如，见图9，如下面描述的)。这样，可用预先规定的变换来首先把特定的转发器信道转换成相关值n。对于给定的n值，会得到Ai的不同值，因为这个加权因子的数值按指数i而变化。具体地，每个分样的流被乘以加权向量的相应的因子Ai。继续上述例子，为了调谐到频道0，来自第一个流的样本(即，与i指数值0相关的流)被乘以A0，其中公式(10b)具有被设置为等于0的i值以及具有被设置为等于0的n值。同样地，来自第二个流的样本被乘以A1，其中公式(10b)具有被设置为等于1的i值以及具有被设置为等于0的n值。在对每个不同的分样流加权后，然后组合经加权的流。这进一步显示于图4，图上显示对于特定的转发器信道，用于重新组合多个分样流i的重新组合器。具体地，多个分样流101-i被加到一组乘法器。每个乘法器把对于特定的转发器信道的加权向量αn的相应的因子乘以来自相应的一个分样流的样本值。最终得到的加权值然后由加法器120相加到一起，以得到信号121。正如可以从上面看到的，在恢复每个转发器信道时需要多个重新组合器，例如N个。
应当指出，信号121可以包含共同占用一个频道(以下描述)的两个信道(奇数和偶数信道对)。这样，必须执行另外的处理，以恢复单个转发器信道。这样的共同占用的频道，当它们发生时，可以通过使用图5和6的信道抑制器利用相位关系来分隔开。这个相位关系可以通过乘以下式而被利用exp(±jπm2),---(11)]]>其中m是样本标号(即，m是逐步增加的整数，例如，第一样本时，m＝0；第二样本时，m＝1；第三样本时，m＝3，等等)以及“+”符号用于调谐到偶数信道，而“-”符号用于调谐到奇数信道。对于不想要的奇数编号的信道对的抑制可以通过使用图5的信道抑制器来实现，从而产生偶数频道。类似地，对于叠加的偶数编号的信道对的抑制可以通过把图5的加法器改变为图6所示的减法器而达到，从而产生奇数信道。在本例中，对于包含信道对的这些信号，单个信道的分解在重新组合后执行。图5和6所示的信道抑制器起到两个功能(a)抑制成对的信道，和(b)把近基带信号解调成基带信号。然而，接收机也可被实施为使得在如上所述的重新组合之前执行公式(11)。
以上使用频率混淆和混淆抵销而不是通过滤除不想要的信道来选择信道的通常的调谐方法将参照图7-9作进一步说明。例如，假设多信道潜在信号s(t)包括如图7所示的8个频道。作为示例，s(t)代表数字广播卫星系统(DBS)的下行链路转发器信号，它以后由卫星接收机的低噪声部分(未示出)下偏移或下变频。这8个频道(Chn1，...Chn7)每个举例来说具有20MHz的信道带宽。另外，在信道之间的间隔Fs是24MHz，这样，额外的带宽是20％。s(t)的总的带宽是(8信道)(24MHz/信道)＝192MHz。为了说明起见，假设低噪声块把s(t)变换成近基带，即，把192MHz变换成零MHz。这样，s(t)中的最高的频率分量是192MHz(不考虑过余的带宽)。
这时，信号s(t)以多信道Nyquist速率--即384MHz--被采样，如图8所示。现在，由于有8个信道，采样的信号s(t)被分样成8个48Msps(每秒百万样本)流。这种分样示例性地是由简单地把s(n)分解成8个流而完成的，这些流的每个流被所有的信道的图像严重混淆，但这时对数字信号处理而言具有一个方便的速率。应当看到，多路分解器采样速率—这里也称为“后分样Nyquist速率”--是2Fs。在本例中，后分样Nyquist速率是48MHz。这样，在单个信道中，多个混淆的图像现在被折叠到单独一个信道的带宽中。具体地，图8所示的频谱被重新画在图9上，以表示在折叠之前的混淆的图像。这些混淆的图像的每个图像被称为一个折叠，在其中有如图所示的九次折叠。Fold0(折叠0)相应于转发器信道零(Ch0)。这个折叠包括Ch0的正的和负的图像。Fold 1H相应于转发器信道1和2(Ch1和Ch2)的正的图像，以及Fold 1L相应于Ch1和Ch2的负的图像。同样地，其它折叠如图9所示地被显示。应当指出，像Ch0那样，Fold 4只代表转发器信道7(Ch7)的正的和负的图像。现在，2Fs的后分样Nyquist速率不单产生这些折叠，而且也把这些折叠的每个折叠移动到频率范围-Fs到Fs。换句话说，这九个折叠的每个折叠被折叠成单个信道的两边的带宽--在这里表示为Ch0。从图9可以看到，Fold 0在48MHz的后分样Nyquist速率内是被完全支持的。这样，在重新组合(上面描述的)后，信道抑制器的信道抑制功能没有作用，以及信道抑制器只把近基带信号解调成基带信号，以恢复与Ch0有关的比特流。类似地，Fold 4被变换成频率范围-Fs到Fs，以便被后分样采样速率完全支持，以及信道抑制器的解调功能提供与Ch7相关的比特流。然而，剩余折叠中的每一个具有奇偶信道对。这样，上述的信道抑制器用来为这些奇偶对恢复各个转发器信道。例如，Fold 1H被向下移到频率范围-Fs到Fs，使得Ch1处在频率范围-Fs到0以及Ch2处在频率范围0到Fs。这样，在重新组合之后，以及如上所述，信道抑制器用来抑制Ch1的负的图像，以便恢复与Ch2有关的比特流。类似地，Fold 1L被向上移到频率范围-Fs到Fs，使得Ch2处在频率范围-Fs到0以及Ch1处在频率范围0到Fs。这样，在重新组合之后，信道抑制器用来抑制Ch2的负的图像，以便恢复与Ch1有关的比特流。
现在转到图10，图上显示按照本发明的原理的说明性接收机200。接收机200包括低噪声块(LNB)205、模拟-数字(A/D)转换器210、多信道抵销调谐器215和广播信道分配器240。一个或多个卫星(未示出)在与不同的转发器有关的不同的频段上(或频道)以相同的极化发射多个下行链路射频(RF)信号201。RF信号201例如可以是在17GHz(千兆赫)的频率范围中。作为示例，RF信号201包括N个相邻的频道，其中心频率分别是F0到FN-1。信道间隔Fs被显示为均匀的，以及等于在相邻的中心频率之间的分隔，例如Fs＝F2-F1。这样，所有的频带的总的带宽Ftotal等于NFs。每个频道包含在它的中心频率(载波)上的带宽为Fbw的调制，以及具有x％的过余的带宽和保护频带Fgb，其中Fgb＝(Fs-(Fbw[(100+x)/100]))。为了说明起见，假设N＝16，以及Fs＝29.16MHz，这也是16个转发器的数字卫星系统(DSS)的说明例。
应当指出，下行链路信号可包括其它特性。例如，信道间隔的频率变化可以基本上是零，和/或符号时序和载波偏移可以是各个信道共同的。虽然这些特性可以在设计引用本发明的原理的接收机时使用，但这些特性不是必须的。
RF信号201被接收机200的一个或多个天线(未示出)接收，以便加到低噪声块(LNB)205。后者把接收的RF信号201下偏移和滤波并且提供信号206，它是具有在Ftotal的所有的信道上总的带宽的近基带信号。例如，最低的频道(例如，信道0)具有载波F0＝Fs/2。这被进一步显示于图11，图上显示用于16个DSS信道的近基带信号频谱。信号206经由A/D转换器210从模拟域转换成数字域，该A/D转换器以等于多信道Nyquist速率的采样速率Fsamp对信号206采样。说明性地，Fsamp＝2Ftotal，即，采样速率是在所有的频道上总的带宽的两倍，即，Fsamp＝2NFs。在本例中，Fsamp＝933.12MHz。A/D 210提供作为数字信号的信号214。
信号214被加到多信道抵销调谐器215，它按照本发明的原理处理信号214，从两个或多个转发器信道提供多个同时发生的比特流，如由比特流231-1到231-L表示，其中1＜L≤N(下面进一步描述)。应当指出，这些同时发生的比特流被加到广播信道分配器240，它处理每个比特流，提供与虚拟信道240-1到240-K有关的数据，其中K＞1。例如，广播信道分配器240例如按照较早先提到的MPEG-2系统标准ISO/IEC 13818-1将每个被编码的比特流译码。这样，这些虚拟信道的每个虚拟信道代表内容和/或服务，例如，音频、视频(例如，选择的电影)、电子节目指南等等。这样，应当看到，虽然被显示的是分开的信号240-1到240-K，但这些信号的一个或多个信号可被复接在一起，以便在广播媒体上，例如电缆或经由无线(诸如Wi-Fi(无线保真性))传送。为了简化起见，没有显示加到广播信道分布器的、规定内容和/或服务的选择的其它输入信号。同样地，也没有显示用于传递内容和/或服务的其它电路，它们可以(或不一定)是接收机200的一部分。
现在转到图12，图上显示用于多信道抵销调谐器215的、按照本发明的原理的说明性实施例。多信道抵销调谐器215包括多路分解器(demux)220；滤波器组225，它包括有限冲击响应(FIR)滤波器225-1到225-N；变换单元230和信道抑制器235。多路分解器220以采样速率FF(或后分样采样速率)对信号214采样，以提供多个分样的样本流到滤波器组225。说明性地，在本例中，多路分解器220的采样速率FF是Nyquist速率2NFs的N分之一，即FF＝2Fs，其中N是信道数目。如上所述，这些分样的样本流的每个样本流与所有的转发器信道的图像混淆。由于多路分解器220正在对信号214采样，由多路分解器220提供的各种分样的样本流在时间上有偏移，即，多路分解器220引入时间偏移TF，其中TF＝1/FF。因此，滤波器组225把不同的延时加到从多路分解器220提供的分样的样本流，以便在时间上对准分样的样本，使得变换单元230同时处理N个分样样本。例如，FIR 225-1提供最多的差分延时到它的接收的样本流。这样，FIR 225-1把(N-1)TF(被称为FIR 225-N的零差分延时)加到它接收的样本流。第N个滤波器，即FIR 225-N，不把差分延时加到接收的样本流。这样，由滤波器组225提供的最终得到的样本流在时间上得以对准，以便由变换单元230处理。换句话说，在特定的时间tP，形成滤波器输入向量，以便加到变换单元230。这个滤波器输入向量在特定的采样时间包括来自每个分样的样本流的一个样本。滤波器输入向量包括样本F1到FN，如图12所示。作为说明，每个滤波器的带宽是2Fs。
滤波器输入向量被加到变换单元230。后者对于每个特定的分样的样本流执行变换操作。也就是，OC＝HF，(12)其中H是变换矩阵(下面描述的)，F是滤波器输入向量以及Oc是输出向量，它的元素代表N个转发器信道的每个转发器信道。在这方面，H可以是任何变换矩阵，它抵销代表不想要的转发器信道的混淆以及重新实现相应于想要的转发器信道的那些分量而不需要使用如上所述的多个重新组合器。
然而，按照本发明的方面，变换单元230对于以下方面进行折衷，(a)操作数量；(b)每个单位时间的最小操作次数和(c)复数算术(实数和虚实分量)计算量，它们是在抵销代表不想要的转发器信道的混淆以及重新实现相应于想要的转发器信道的那些分量时由变换单元230执行的。这样，变换矩阵H包含多个矩阵，以进行上述的折衷，正如在下面的公式中显示的H＝H1H2H3H4H5H6H7H8. (13)对于N＝16，包括变换矩阵H的矩阵被进一步显示于图13。在图13上，对于矩阵H2，H4，和H6，使用了符号的简写形式。具体地，符号“Diag”是指矩阵是对角线形式的矩阵，正如技术上已知的，即，在矩阵H2，H4，和H6中表示的数值出现在各个矩阵的对角线上，而所有的其它的矩阵单元具有零的数值。正如从图13可以看到的，矩阵H2和H4包括复数加权因子，它们用来抵销不想要的转发器信道的混淆以及重新实现相应于想要的转发器信道的那些分量，正如先前描述的。
正如从图13可以看到的，以及按照本发明的一个方面，指的是在图13所示的每个矩阵中以零值为主。这有利地只需要28次实数乘法和70次实数加法。事实上，所有的乘数是常数，允许无乘法器实施技术(例如使用于经典的加正负号的数字与和值的乘积的方法，正如技术上已知的)。结果，变换单元230可以被说明性地利用现场可编程门阵列(FPGA)来实现以执行上述的矩阵处理。应当指出，如果需要被同时译码的少于16个信道，例如，只需要4个信道，则如图13所示的矩阵可被进一步削减，以减少所需计算的数量。
按照以上的公式(12)，图14显示用于上述16个DSS信道的说明性公式。应当看到，图14所示的输出向量Oc包括被折叠到同一个带宽的多个奇偶信道对，例如，在行2，列1的元素是相应于转发器信道1(负的频率)和信道2(正的频率)的输出。根据在以前描述的例子，这涉及到图9的Fold 1H。这样，对于这些信道对也需要上述的信道抑制器235，以便恢复相应的转发器信道。虽然分开地被显示，但信道抑制器可被包括为变换单元230的一部分。
应当指出，按照本发明的概念可以定义其它稀疏矩阵的因子分解。例如，快速傅利叶变换(FFT)算法的使用可以产生其它稀疏因子分解矩阵。这被显示于图15，图上显示以下公式OC＝HF＝H11H10F，(14)其中再次地，H是变换矩阵，F是滤波器输入向量以及Oc是输出向量，它的元素代表N个转发器信道的每个转发器信道。在本例中，H包括图15所示的矩阵H11和H10，其中H10＝FFT(16).(15)这里，FFT(16)是16阶的FFT矩阵。FFT矩阵的形成在技术上是已知的。再次地，可以看到，输出向量Oc包括被折叠到同一个带宽的奇偶信道对。这样，对于这些信道对也需要上述的信道抑制器235，以便恢复各个转发器信道。
FFT的上述的使用假设滤波器输入向量的元素，具体地，如果，所有的运算是对于复数值信号而不是对于实数值信号被实施的，则两个接连的滤波器组输出可用来创建复数输入(第一输出被提供为实部，而第二输出被提供为虚部)。等价地，变换单元230按每两个时钟脉冲运算一次。在第一个时钟脉冲，滤波器输入向量用来形成实部，而在第二个时钟脉冲，滤波器输入向量用来形成虚部。这样，FFT的一次应用可以对于16个转发器信道的每个转发器信道计算两个复数输出样本。虽然这对每次FFT应用需要更多运算，但每个单位时间只需要半次FFT。这导致能力的节省或硬件资源的更大的再利用。这样的实施例显示于图16，图上显示以下的公式X＝HF＝C(16)H12F′， (16)其中再次地，H是变换矩阵，F’是滤波器输入向量但具有在两个样本周期上累积的输入信号，以及X是输出向量，它的元素代表N个转发器信道的每个转发器信道。在本例中，H包括图16所示的矩阵H12和C(16)，其中C(16)＝H1H3H5H7H8， (17)以及H1，H3，H5，H7，和H8是如图13所示的。应当指出，需要对输出向量X作附加处理来产生输出向量Oc(如图15所示)。具体地，在偶数时钟上frequency channel N==XN+Conjugate(X16-N)2,---(18)]]>在奇数时钟上frequency channel N==XN+Conjugate(X16-N)2,---(19)]]>再次地，输出向量Oc包括折叠到同一个带宽的奇偶信道对。这样，对于这些信道对也需要上述的信道抑制器235，以便恢复各个转发器信道。
离散傅利叶变换(DFT)的一个附加形式对于实数输入(在全速率下)是值得注意的，在其中所有的运算是实数，直至完成复数频率输出的最后推导为止(即，没有复数运算但有复数输出信号)。在这方面，用来抵销代表不想要的转发器信道的混淆以及重新实现那些分量的变换的使用的另外的示例总的等式被显示于图17-22。每个图显示公式的分开的级。第一级显示于图17以及最后的级被显示于图22。这种基于快速Hartley的DFT需要36次乘法和100次加法(16个实数输入到16个复数输出)。在图17和20上应当看到，规定了简写的符号以用于各种不同的级。对于更大的信道计数调谐器，基于快速Hartley的DFT比起全速率FFT那样的实施例应当是更加有效的。与以前一样，输出向量Oc包括被折叠到同一个带宽的奇偶信道对。这样，对于这些信道对也需要上述的信道抑制器235，以便恢复各个转发器信道。
如上所述，变换单元可以在诸如FPGA的集成电路中被实施。这样，如图23所示，单片解决方案有可能同时提供来自不同的转发器信道的内容。说明性地，集成电路400可以包括至少一个变换单元230来由此提供多个虚拟信道240-1到240-K，其中这些虚拟信道的至少某些内容从不同的转发器信道被同时提供。如需要时，集成电路400可包括信道抑制器(CR)，正如上面描述的。
如上所述，接收机200使得能够同时调谐多个信道，以使得被包括在不同的信道内的广播信道节目可以同时被接入。另外，按照本发明的方面，对于实施多信道抵销调谐器所需要的硬件量可通过使用如由变换单元230代表的单个计算单元而被简化。
应当指出，LNB处理的其它形式也可被使用。例如，LNB 205可以对放松的技术规范执行滤波运算，它具有在N频带以上和以下的宽的过渡带宽(PF)，以达到可接受的阻带衰减，其中P是整数。而且，LNB可以在频谱上移动到最低信道，以使得相应的载频F0等于[Fs/2+(PF)]。通过这个变化，A/D变换器210以采样速率[2(N+(2P))Fs]为时钟，以及对于信号抵销调谐所使用的并行路径的数目是N+(2P)。通过滤波还没有被去除的、刚好在N信道以外的能量将通过如上所述的抵销竞争信道的能量的同一个处理过程进行抵销而被去除。这个变化可以允许LNB 205利用较小的，
类似地，LNB 205可以提供信号206，以使最高信道的频率(即，FN)被安排成处在采样速率FF的偶数折叠频率上。这种技术可用于能满足以下关系式的那些最高的信道FF=2[FN+FS22NFS],---(20)]]>当以2NFs采样A/D 210时，或FF=[FN+FS(P+.5)2(N+2P)FS],---(21)]]>当以[2(N+(2P))Fs]采样A/D 210时。
同样地，LNB 205可以提供信号206，以使最低信道的频率(即，F1)被安排成处在采样速率FF的偶数折叠频率上。这种技术可用于能满足以下关系式的那些最低的信道FF=2[F1-FS21NFS],---(22)]]>当以2NFs采样A/D 210时，或FF=[F1-FS(P+.5)2(N+2P)FS],---(23)]]>当以[2(N+(2P))Fs]采样A/D 210时。
应当指出，对于A/D 210的时钟速率的约束条件可以通过包括采样速率变换器以多少地放松。后者代表从某些采样(均匀或非均匀)得到的计算的序列，它们不遵从想要的样本间隔T。
另外，应当指出，虽然本发明概念是在由信道数目N进行分样方面而描述的，但可以使用其它分样值，例如2N等等。在这个意义上，可能需要对分样的数据流进行滤波和抵销(如这里描述的)，以便同时恢复来自不同的转发器信道的输送比特流。
而且，应当指出，虽然是在卫星分配方面描述的，但本发明概念并不限于此，以及也可应用到其它分配方式，无论是无线还是有线。例如，本发明可应用于有线的、地面的或其它网络(诸如广播和/或商业网络)。
这样，以上仅仅说明本发明的原理，因此将会看到，本领域技术人员将能够设计许多替换的安排，虽然这里没有明显描述，但这些安排体现本发明的原理以及属于本发明的精神与范围内。例如，虽然是在分开的功能单元方面描述的，但这些功能单元可被体现在一个或多个集成电路(IC)。类似地，虽然被显示为分开的单元，但图10和12的任何或所有的单元(例如，215和/或240)可以由存储程序的控制处理器中实施。所以，应当看到，可以对于说明性实施例作出许多修正，以及可以在不背离如所附权利要求规定的本发明的精神和范围的条件下设计其它安排。
权利要求
1.一种接收机，包括接收机部分，用于提供具有多个不同频道的信号，每个频道输送不同的比特流；以及信号抵销调谐器，用于对该信号进行操作，以便从该多个不同频道中的至少两个频道恢复该不同的比特流，和用于同时提供经恢复的不同的比特流。
2.权利要求1的接收机，其中信号抵销调谐器包括采样器，用于对信号采样，以提供多个分样的样本流；以及变换单元，对该多个分样的样本流进行操作，以便提供经恢复的不同的比特流。
3.权利要求2的接收机，其中采样器包括多路分解器，用于把信号多路分解为多个分样的样本流；以及滤波器组，用于对多个分样的样本流进行时间对准以便施加到变换单元。
4.权利要求2的接收机，还包括至少一个信道恢复单元，用于分离经过变换以后的奇偶频道对，以提供至少一些经恢复的不同的比特流。
5.权利要求2的接收机，其中变换单元使用稀疏矩阵因子分解来对多个分样的样本流执行基于矩阵的处理。
6.权利要求2的接收机，其中变换单元使用快速傅利叶变换来对多个分样的样本流执行基于矩阵的处理。
7.权利要求2的接收机，其中变换单元使用基于Hartley的离散傅利叶来对多个分样的样本流执行基于矩阵的处理。
8.权利要求1的接收机，还包括广播信道分配器，用于从经恢复的不同的比特流提供多个虚拟信道。
9.一种卫星接收机，包括低噪声块，用于接收代表多个不同转发器信道的信号，和模拟-数字转换器，用于从其中提供数据信号，该数据信号表示以大于或等于与多个不同的转发器信道的总的带宽有关的Nyquist速率的采样速率出现的样本序列，每个转发器信道输送一个比特流；采样器，用于对数据信号采样以提供N个分样的数据流，其中N＞1；以及变换单元，对N个分样的数据流进行操作，以便从该多个不同的转发器信道中的至少两个转发器信道同时提供表示各比特流的至少两个输出信号。
10.权利要求9的卫星接收机，其中采样器包括多路分解器，用于把信号多路分解为多个分样的数据流；以及滤波器组，用于使多个分样的数据流在时间上对准，以便施加到变换单元。
11.权利要求9的卫星接收机，还包括至少一个信道恢复单元，用于对该至少两个输出信号中的至少一个输出信号进行操作，以便分离奇偶转发器信道对，从而提供至少一个比特流。
12.权利要求9的卫星接收机，其中变换单元使用稀疏矩阵因子分解来对多个分样的数据流执行基于矩阵的处理。
13.权利要求9的卫星接收机，其中变换单元使用快速傅利叶变换来对多个分样的数据流执行基于矩阵的处理。
14.权利要求9的卫星接收机，其中变换单元使用基于Hartley的离散傅利叶变换来对多个分样的数据流执行基于矩阵的处理。
15.权利要求9的卫星接收机，还包括一个广播信道分配器，用于从至少两个比特流提供多个虚拟信道。
16.在接收来自多个转发器信道的信号的卫星接收机中使用的集成电路，该集成电路包括变换单元，用于对多个数据流进行操作，以便从多个转发器信道中的至少两个转发器信道同时提供表示比特流的至少两个输出信号，每个数据流输送该多个转发器信道的图像；以及广播信道分配器，用于从至少两个比特流提供多个虚拟信道。
17.权利要求16的集成电路，还包括至少一个信道恢复单元，用于处理至少两个信号的至少一个信号，以及分离奇偶转发器信道对，从而提供至少一个比特流。
18.权利要求16的集成电路，其中变换单元使用稀疏矩阵因子分解来对多个数据流执行基于矩阵的处理。
19.权利要求16的集成电路，其中变换单元使用快速傅利叶变换来对该多个数据流执行基于矩阵的处理。
20.权利要求16的集成电路，其中变换单元使用基于Hartley的离散傅利叶变换来对多个数据流执行基于矩阵的处理。
21.一种在接收机中使用的方法，包括提供具有多个不同的频道的信号，每个频道输送不同的比特流；对信号执行信号抵销，以便从该多个不同的频道中的至少两个频道恢复不同的比特流；以及同时提供经恢复的不同的比特流。
22.权利要求21的方法，其中执行步骤包括对信号采样，以提供多个分样的样本流；以及对多个分样的样本流执行基于变换的处理，以恢复该不同的比特流。
23.权利要求22的方法，其中基于变换的处理步骤包括分离奇偶频道对以恢复至少一个所述的不同的比特流的步骤。
24.权利要求22的方法，其中采样的步骤包括把信号多路分解为多个分样的样本流；以及对多个分样的样本流进行时间对准。
25.权利要求22的方法，其中执行基于变换的处理步骤使用稀疏矩阵因子分解来对多个分样的样本流执行基于矩阵的处理。
26.权利要求22的方法，其中执行基于变换的处理步骤使用快速傅利叶变换来对该多个分样的样本流执行基于矩阵的处理。
27.权利要求22的方法，其中执行基于变换的处理步骤使用基于Hartley的离散傅利叶变换来对多个分样的样本流执行基于矩阵的处理。
28.权利要求25的方法，还包括从经恢复的不同的比特流提供多个虚拟信道的步骤。
全文摘要
一种卫星接收机包括信号抵销调谐器，该调谐器用于处理多个不同的转发器信号，以同时提供多个不同的比特流。信号抵销调谐器包括(a)多路分解器，用于把代表多个转发器信号的接收信号多路分解成多个分样的信号，每个转发器信号输送一个比特流，以及(b)变换单元，它作用于多个分样信号以便同时提供至少两个比特流。
文档编号H04L27/28GK1826748SQ200480011880
公开日2006年8月30日 申请日期2004年4月30日 优先权日2003年5月2日
发明者D·L·麦克尼利 申请人:汤姆森许可公司