专利名称：用于电池供电的手机装置的共模电压发生器的制作方法
技术领域：
本发明涉及用于诸如移动电话的电池供电装置的共模电压发生器。
背景技术：
装置，例如以移动电话为例，包括音频放大器。通常，音频放大器由电池通过中间电源或供电调节器供电，其大多数在芯片上的MOS部件中实现。这种供电调节器的缺点在于限制了输出音频信号中的摆幅。防止该问题的一种已知途径是通过电池直接向音频放大器提供电源。手机电池能够提供诸如5.4V的高电压，由此能够使输出音频信号的摆幅更大。而且，除去了供电调节器的优点在于可以节省芯片上的空间。
这个方案导致了几个问题。例如放大器必须抑制电池的所有噪声和干扰，而在原始方案中供电调节器实现部分的这种抑制。另外，放大器的反相和非反相输入电压通常称作内共模电压VCOMin而输出共模电压VCOMout优选地在电池电压和地之间的中间。还必须实现输出共模电压的产生。
对于后一个问题，该输出共模电压VCOMout优选地选择为电池电压VBAT的一半，因为这样将在VCOMout周围产生最大摆幅，从0至VBAT，由电池产生的电压会有问题。例如，对于移动电话手机来说，众所周知在217Hz的基频下存在干扰电压。如果常规的单个分压器，电阻梯(resistor ladder)用于获得1/2*VBAT，则该波动即使除以二仍将被传输并成为输出信号干扰的重要来源。波动的幅度约为0.4V，与音频信号相比相当于约-20dB。这在音频应用中通常是不能接受的。
因此寄生频率必须减小。例如，由于对VCOMout的任何干扰都传输到输出电压并且是可听到的，因此对于手机来说需要达到80dB的缩减量。已知如果应用桥接式负载(扬声器)，则VCOMout的波动某种程度上稍小于单端负载情况的影响，因为其间引入负载的两个输出电压相同的VCOMout，且两个输出电压之间的差通过相减而实质上消除了VCOMout；这是众所周知的共模抑制(CMRR)。实际上，CMRR具有有限的效果只有约20dB的衰减。因此，通过具有-20dB的波动及具有桥接式负载，VCOMout＝1/2*VBAT仍需要40dB的衰减。在另一已知方法中采用滤波电容器。这相当于一阶滤波。然而，这种方法需要大电阻和大电容。这种部件通常不可实现为集成电路部件，因为它们占用了太多的芯片面积。另外，具有大电容的电容器的初始充电时间长并且结果放大器的开启时间增大。
发明内容
本发明的目的在于获得用于电池供电装置的共模电压发生器，而无需电容器来实现衰减。
为此根据本发明的共模电压发生器的特征在于权利要求1的特征部分。
共模电压发生器中的所有电路可以使用小的MOS部件。通过实施根据本发明的措施，不需要电容器且在共模电压调节器实现为集成电路装置的情况下节省了芯片空间。
本发明涉及共模电压的产生，通常值为1/2*VBAT，在某种程度上对VBAT的任何波动或起伏不出现在1/2*VBAT处。在US专利说明书2003/0194081中公开了一种电池电压滤波电路，其仅可用在桥接式负载结构中。在单端结构中VBAT上的波动被部分地传输。在这种桥接式负载结构中的参考电压是共模电压自身，它的产生未在所述专利说明书中公开。
然而，在US专利说明书6,603,354中，电源共模电压1/2*VDD以VDD中的变化出现在共模电压中的方式而得自于VDD。因此，这种电路不可用于电池供电装置，其中电池电压上存在波动。
本发明还涉及提供有上述共模电压发生器的电池供电装置。
本发明的上述和其他目的和特征将通过结合附图的以下详细说明而变得更加明显，其中图1示出了根据本发明的共模电压发生器的原理；
图2更详细地示出了根据本发明的共模电压发生器的第一实施例；以及图3更详细地示出了根据本发明的共模电压发生器调节部分的第二实施例。
具体实施例方式
在此所有实施例通过芯片上的MOS部件来实现。
图1的共模电压发生器包括具有电阻梯1的电池电压传感器和四个迟滞比较器6-9，该电阻梯1具有参考电压VREF和电压电平0之间的四个电阻器2-5。分别等于VREF的电压V1、V2、V 3和V4从电阻梯1施加到这些比较器的反相输入。VREF是内部芯片上电压。外部电池电压VBAT施加到这些比较器的非反相输入。在移动电话中，例如，电池具有在最小频率217Hz处改变的公知干扰电压。通过约4V的全电池电压该干扰电压为约0.4V的峰间值，相当于约-20dB的波动。将比较器6-9的滞后电压值选择得稍大于217Hz的波动。通过这种措施确保了如果由于217Hz波动，VBAT改变，则各比较器将不修改其输出。因此，电池电压传感器对电池上的波动不敏感。
共模电压发生器还包括数字接口10和有源(active)调节回路11，其由运算放大器12、线性操作晶体管13和具有固定电阻器R1和可调电阻器R2的电阻梯14构成。R1上的电压值提供到放大器12的反相输入，而电压值VREF提供到非反相输入。晶体管13和电阻梯14上的电压可以是任何内部芯片上电压值，且如图1所示，甚至是电池电压自身。该调节回路的传递函数表示为以下关系式VCOMout＝(1+R2/R1)*VREF。
电阻器R2 以下列方式通过数字接口10由比较器6-9的输出信号控制对每个VBAT区间确定R2的适当值，得出VCOMout值下的调节回路，该值相当于最接近VBAT瞬时值一半的值。期望值VCOMout的任何改变都被梯R1、R1感测并与参考电压VREF比较。放大器12调节晶体管13的栅极以调节并保持VCOMout回到所需值。
在一个更实际的实施例中，首先电压1/4*VBAT借助于电阻器网络得自于电压VBAT。取代VBAT的值，1/4*VBAT的值提供到迟滞比较器的非反相输入。原因在于VBAT可以达到约5.4V的值，即，超过用于迟滞比较器的MOS部件的最大额定值。并且1/4*VBAT变得可与参考电压VREF＝1.25V相比较，这是芯片上可用的内部参考电压。
这种实施例在图2中示出。电压1/4*VBAT借助于第一电阻梯15得自于电压VBAT。例如，VA＝0.62V、VB＝0.78V、VC＝0.94V、VD＝1.09V的电压值借助于第二电阻梯16，通过VREF＝1.25V的参考电压来获得，同时VE＝1.25V。在本实施例中梯15和16中的各独立电阻器都具有相同的值R。电压值1/4*VBAT提供到迟滞比较器17-20的非反相输入，而电压值VA加VD提供到这些比较器的下反相(down-inverting)输入且电压VA至VE提供到这些比较器的上反相(up-inverting)输入，结果如果1/4*VBAT＞1.25V，则连续迟滞比较器23-20的数字输出电压为1111；如果1.09V＜1/4*VBAT＜1.25V，则这些数字比较器输出电压为0111；如果0.94V＜1/4*VBAT＜1.09V，则数字比较器输出电压为0011；如果0.78V＜1/4*VBAT＜0.94V，则数字比较器输出电压为0001；如果0.62V＜1/4*VBAT＜0.78V，则数字比较器输出电压为0000。
0至0.62V范围内的值被忽略，因为实际上VBAT仅在大于2.5V时是可用的。
比较器的滞后效果通过如下事实而实现，即如果比较器输出为低，则上反相输入被选择为反相输入，以及如果比较器输出为高，则下反相输入被选择为反相输入。
迟滞比较器的输出值控制电阻梯21的可调部分R2；固定部分表示为R1。R1和R2都由相等的电阻值R’形成。R1＝8R’，而R2可以在0和8R’之间改变。可调部分通过开关22-29受比较器输出电压的控制，开关为数字接口10的一部分。实际上开关22-29由开关晶体管形成。另外，本实施例中的调节回路等于图1中的调节回路；所以，R1上的电压提供到放大器30的反相输入，而参考值VREF＝1.25V提供到放大器33的非反相输入。图1中的开关晶体管13集成在放大器30中。考虑对于VCOMout的上述传递函数，发现如果VBAT＞5V且由此如果1/4*VBAT＞1.25V，所有开关22-29打开，以致R2＝8R’且VCOMout＝2.5V；
如果4.4V＜VBAT＜5V且由此如果1.09V＜1/4*VBAT＜1.25V，则开关22-28打开，以致R2＝7R’且VCOMout＝2.3V；如果3.7V＜VBAT＜4.4V且由此如果0.94V＜1/4*VBAT＜1.09V，则开关22-26打开，以致R2＝5R’且VCOMout＝2.05V；如果3.1V＜VBAT＜3.7V且由此如果0.78V＜1/4*VBAT＜0.94V，则仅有开关22-24打开，以致R2＝3R’且VCOMout＝1.7V；如果2.5V＜VBAT＜3.1V且由此如果0.62V＜1/4*VBAT＜0.78V，则所有开关保持关闭，以致R2＝0且VCOMout＝1.25V。
由上述将清楚获得了VCOMout的稳定值，相当于VBAT瞬时值的一半，但没有VBAT中的波动且没有使用占据芯片上大表面的电容器。
取代可调电阻器R2和固定电阻器R1，将R1选择为可调的且R2选择为固定的也是可以的。这种情形在图3中示出。另外给出了电阻器的并联结构。图3仅示出了共模电压发生器的调节部分；其第一部分与图2中的相同；这意味着控制信号S1-S5通过数字接口10再次得自于迟滞比较器。电阻R1和R2由所有在芯片上具有相同面积的电阻器的组合形成。所以，固定电阻器R2具有0.5R的值，而可调电阻器R1可以具有10R、1.25R、0.75R、0.5R和0.6R的值。借助于上述传递函数和VREF＝1.25V的参考电压值，获得了VCOMout的以下值1.31V、1.75V、2.08V、2.30V和2.50V，实际上相当于借助图2的实施例获得的值。
实际上用于实现本发明的共模输出电压发生器所需的总面积可与100pF的单个电容器所需的面积相比较，但实现了抑制效率，即，波动衰减，其可以通过具有R＝800兆欧姆且C＝1nF的滤波器获得，在这种情况下，与根据本发明的共模电压发生器相比，将需要100倍的更多空间来匹配此性能。
在此描述的示例意在说明而非限制意义。本领域技术人员在不脱离所附权利要求限定的本发明范围的情况下可以对所述实施例进行各种修改。特别注意到VBAT感测的改进可以通过增加迟滞比较器的数目来进行。
总之，本发明涉及用于提供有对电池电压波动不敏感的传感器的电池供电装置的共模电压发生器。电池供电装置包括分压电路和许多迟滞比较器。电池电压或其一部分与比较器的一系列参考电压装置相比较。这些参考电压通过所述分压电路来自于一参考电压。所述迟滞比较器的滞后大于所述电池电压上的波动。另外有可调的调节回路。传感器检测电池电压范围并基于该范围调整调节回路。该调节回路提供输出共模电压，其等于电池电压的一部分，优选为电池电压的一半。
优选地，共模电压发生器实现为集成电路装置。参考电压优选通过作为集成电路装置一部分的芯片上参考电压发生器来产生。
权利要求
1.一种用于电池供电装置的共模电压发生器，其特征在于该发生器包括电池电压传感器和可调的调节回路，该电池电压传感器具有分压电路和多个迟滞比较器，通过该比较器将电池电压或其一部分与通过所述分压电路得自于参考电压的一系列参考电压相比较，所述迟滞比较器具有大于所述电池电压上的波动的滞后，设置所述传感器用于检测电池电压范围并基于该范围调整该调节回路，该调节回路被设置用于提供等于部分电池电压的输出共模电压。
2.如权利要求1所要求的共模电压发生器，其特征在于该输出共模电压基本上是电池电压的一半。
3.如权利要求1或2所要求的共模电压发生器，其特征在于该调节回路包括具有固定电阻器和可调电阻器的电阻梯，且具有如下表示的传递函数VCOMout＝(1+R2/R1)*VREF，其中VCOMout为输出共模电压，R1和R2为电阻值且VREF为内部芯片上电压。
4.如权利要求3所要求的共模电压发生器，其特征在于数字接口提供在该电压传感器和该调节回路之间，所述数字接口使该迟滞比较器的输出值控制一系列开关元件，且其特征在于该可调电阻梯具有多个独立电阻器，其通过所述开关元件接入该调节回路或与之断开。
5.一种包括如权利要求1至4任一项所要求的共模电压发生器的集成电路装置。
6.如权利要求5所要求的集成电路装置，其特征在于包括用于产生参考电压的参考电压发生器。
7.一种电池供电装置，提供有如前述权利要求任一项所要求的共模电压发生器。
8.一种用于通过共模电压发生器产生用于电池供电装置的共模电压的方法，该共模电压发生器包括电池电压传感器和可调的调节回路，该电池电压传感器具有分压电路和多个迟滞比较器，该比较器将电池电压或其一部分与通过所述分压电路得自于参考电压的一系列参考电压相比较，所述迟滞比较器具有大于所述电池电压上的波动的滞后，所述传感器检测电池电压范围并基于该范围调整该调节回路，该调节回路提供输出共模电压，其等于电池电压的一部分。
全文摘要
一种用于电池供电装置的共模电压发生器提供有对电池电压波动不敏感的传感器，该传感器包括分压电路和多个迟滞比较器，通过该迟滞比较器将电池电压或其一部分与一系列参考电压相比较。这些参考电压通过所述分压电路来自于芯片上电压。所述迟滞比较器的滞后大于所述电池电压上的波动。另外，存在可调的调节回路。传感器检测电池电压的范围并基于该范围调整调节回路。调节回路提供输出共模电压，其与电池电压的一部分相等，优选为电池电压的一半。
文档编号H04B15/00GK1985225SQ200580023874
公开日2007年6月20日 申请日期2005年7月6日 优先权日2004年7月14日
发明者G·德克雷穆克斯 申请人:皇家飞利浦电子股份有限公司