专利名称：盲检测方法和装置以及具有该装置的移动通信接收机的制作方法
技术领域：
本发明涉及数字通信系统，特别涉及在例如EGPRS系统中使用的用于盲检测(blind detection)的方法和装置，以及包括该装置的无线通信接收机。
背景技术：
增强型数据速率GSM演进(EDGE)是能够被集成到GSM/GPRS和IS-136网络中的基于无线的高速移动数据标准。增强型数据速率GSM演进(EDGE)和相关的分组业务，即增强型通用分组无线业务(EGPRS)，当前正在被应用于诸如全球移动通信系统(GSM)、通用分组无线业务(GPRS)和通用移动通信系统(UMTS)的移动通信标准。
在EDGE技术中，无线信道的数据速率根据接收机的性能而变化。可以通过修改调制方法(调制模式)和/或编码方法来改变数据(传输)速率。
在改变数据速率的调制方法中，在GSM中使用高斯最小频移键控(GMSK)调制模式，而在EGPRS中使用8相移键控(8-PSK)调制模式。GSM原来只使用GMSK调制和鲁棒的信道编码。为了在良好的物理信道的情况下实现更高的数据速率，引入了GPRS和后来的EDGE。与GPRS相反，EDGE额外地使用了8-PSK调制模式。
由于基站(发射机)不发送有关当前在EGPRS中正在使用的调制模式的任何信息，因此接收机必须执行盲检测以确定调制模式。基于训练序列码(TSC)的信道估计的在均衡之前被执行。
盲检测是用于根据所接收的数据确定当前的调制模式的处理。接收机使用正常突发(normal burst)的接收数据的训练序列码(TSC)执行盲检测。在移动通信标准GSM/DGE中，基站可以选择0到7的8个训练序列码中的一个作为下行链路发射突发(burst)的中置码(midamble)(码元61到68)(见图6)。
图1示出了传统的盲检测方法的概念图。
参看图1，训练序列码TSC被表示为码元61到码元86(在码元0到147当中)。接收机存储在所存储的(先前已知的)训练序列码(码元61到码元86)中相邻码元之间的相位差ΔΦ′62到ΔΦ′86。
这里，符号ΔΦ′62表示在码元62和相邻码元61之间的相位差，符号ΔΦ′86表示在码元86和码元85之间的相位差。
然后，接收机检测(例如，测量)当前(所接收的)训练序列码的相邻码元之间的相位差ΔΦ1到ΔΦ147(包括ΔΦ62到ΔΦ86)。
假设所接收的训练序列码的相邻码元之间的相位差在GSMK调制模式下被表示为ΔΦ′62到ΔΦ′86，而在当前(所存储的)训练序列码的相邻码元之间的相位差在GSMK调制模式下被表示为ΔΦ62到ΔΦ86，(在所接收的和所存储的训练序列码之间的)相位差ΔΨ′和ΔΨ的绝对值的和满足下述等式1[等式1] 但是，当当前的调制模式是8-PSK调制模式时，(在所接收和所存储的训练序列码之间的)相位差ΔΨ′和ΔΨ的绝对值的和不满足等式1。
因此，当满足等式1时，接收机确定当前的调制模式是GMSK调制模式(即，GSM模式)，而当不满足等式1时，则确定当前的调制模式是8-PSK调制模式(即，EGPRS模式)。
由于传统的盲检测方法必须将在所存储的(先前已知的)训练序列码的相邻码元之间的相位差ΔΦ′62到ΔΦ′86与在当前的(当前接收的)训练序列码的相邻码元之间的相位差ΔΦ62到ΔΦ86进行比较，所以，接收机要执行大量的运算，结果是需要很长的时间来执行盲检测。
发明内容
本发明的一个方面是提供一种能够减少在无线通信接收机中执行盲检测所需的计算量的盲检测方法。
本发明的再一个方面是提供一种能够减少在EGPRS接收机中执行盲检测所需的计算量的盲检测方法。
本发明的另一个方面是提供一种能够减少在无线通信接收机中执行盲检测所需的计算量的盲检测装置。
本发明的还一个方面是提供一种包括能够减少执行盲检测所需计算量的盲检测装置的无线接收机。
本发明的某些实施例提供用于无线通信接收机的发射机调制模式盲检测方法，该方法包括计算所接收的正常突发的第m+r个码元(例如，第61个码元)和第m+r+4个码元(例如，第65个码元)之间的码元间相位差；在r从0增加到q的同时，将计算所接收的正常突发的第m+r个码元和第m+r+4个码元之间的码元间相位差的步骤再重复q次。整数m通常是61(即，第m个码元是训练序列码中的第一个码元)，并且q是21(即，第m+q个码元是训练序列码中的最后的(第22个)码元)。确定调制模式包括将所计算的码元间相位差的实部的q+1个绝对值的和与所计算的码元间相位差的虚部的q+1个绝对值的和进行比较。例如，确定调制模式可以包括当所述的q+1个码元间相位差中的每一个都具有近似为0或近似为π的值时，确定所述调制模式是GMSK调制模式；和当所述的q+1个码元间相位差中的每一个都具有近似为π/2或近似为-π/2的值时，确定所述调制模式是8-PSK调制模式。确定调制模式可以包括当所述码元间相位差实部的q+1个绝对值的和大于所述码元间相位差的虚部的q+1个绝对值的和时，确定所述调制模式是GMSK调制模式；并且当所述码元间相位差的实部的q+1个绝对值的和小于所述码元间相位差的虚部的q+1个绝对值的和时，确定所述调制模式是8-PSK调制模式。无线通信接收机可以包括EGPRS(增强型通用分组无线业务)接收机。
在本发明的某些实施例中，在无线通信接收机中的盲检测方法包括以4个码元为间隔获得多个码元的码元间相位差(其中，所述码元包括在所接收的正常突发的训练序列码中)，并基于这些被选择的(较少数)码元间相位差确定发射机所使用的调制模式。
在本发明的某些实施例中，在EGPRS接收机中的盲检测方法包括以4个码元为间隔获得多个码元的码元间相位差(其中，所述码元包括在所接收的正常突发的训练序列码中)，并基于所述(较少数)码元间相位差确定调制模式。确定调制模式可以包括(当所述码元的码元间相位差的实部的绝对值的和大于所述码元的码元间相位差的虚部的绝对值的和时)确定所述调制模式是GMSK调制模式；和(当所述码元的码元间相位差的实部的绝对值的和小于所述码元的码元间相位差的虚部的绝对值的和时)确定所述调制模式是8-PSK调制模式。
在本发明的某些实施例中，在无线通信接收机中的盲检测装置包括相位检测器和调制模式确定器。相位检测器以4个码元为间隔获得多个码元的码元间相位差，所述码元包括在所接收的正常突发的训练序列码中。所述调制模式确定器在所述码元间相位差的基础上确定调制模式。
在本发明的某些实施例中，无线通信接收机包括RF接收器、数字转换器、盲检测器和解码器。RF接收器接收射频信号并将该射频信号转换成同相(I-相位)和正交相(Q-相位)模拟基带信号。数字转换器将该I-相位和Q-相位信道模拟信号转换成数字信号。盲检测器获得以4个码元为间隔彼此分离的码元(包括在所接收的正常突发的训练序列码中)之间的多个(例如一序列)码元间相位差，以便在所述码元的码元间相位差的基础上确定调制模式。解码器基于所确定的调制模式对数字信号进行解码。
所述盲检测方法和装置可以被应用到EGPRS系统的接收机中。另外，所述方法和装置可以被应用到使用GSM/GPRS/EGPRS和UMTS的双模式的情况中。
通过下面结合附图对本发明范例性实施例的具体描述，本发明的范例性实施例将变得更加明显。
这里公开的特定结构和功能细节仅仅是用于描述本发明的范例性实施例的代表性结构和功能。但是，本发明可以以很多种不同的形式来实施，并且不应当将本发明解释为仅限于此处所阐述的本发明的范例性实施例。
因此，在本发明容许各种修改和替换形式的同时，在附图中借助于举例的方式示出了本发明的特定实施例，并将在此处对本发明的特定实施例予以详细描述。但是，应当理解，这并不是试图将本发明限制于所披露的具体形式，相反，本发明覆盖落入本发明的精神和范围内的所有修改、等效形式和替换形式。在整个的
中，相同的数字通常是指相同的元件，但是在某些附图中，数字是指尺寸、数量或序列索引。例如，在图1中被圆圈圈起来的数字是指在147个码元的序列中编号的码元。在图5中，框中的数字是每个框的宽度的尺寸，用来表示每个框的码元数目(例如，在TSC框307中有26个码元)。
应当理解，虽然这里可能使用术语第一、第二等来描述各种元件，但这些元件并不受这些顺序的限制。这些术语仅仅用于使元件相互区别。例如，第一元件可以被称为第二元件，类似的，第二元件也可以被称为第一元件，而并不脱离本发明的范围。如在这里所使用的，术语“和/或”包括一个或多个相关列出项的任何一个和全部组合。
应当理解，当一个元件被称做“连接到”或“耦合到”另一个元件时，它可以是直接连接到或耦合到其它的元件，或者可能存在中间元件。相反，当一个元件被称做“直接连接到”或“直接耦合到”另一元件时，则不存在中间元件。应当以类似的方式解释用于描述元件之间关系的其它词语(例如，“在…之间”和“直接在…之间”、“相邻”和“直接相邻”等等)。
这里所使用的术语是为了描述具体的实施例，并不试图限制本发明。如这里所使用的，单数形式“一”、“一个”和“该”试图也包括复数形式，除非上下文清楚地指出了相反的含义。还应当理解，当在这里使用时，术语“包含”、“包括”等表示存在所说明的特征、整数、步骤、操作、元件和/或组件，但不排除存在或附加一个或多个其它的特征、整数、步骤、操作、元件、组件和/或它们的组。
除非有相反的定义，否则这里所使用的所有术语(包括技术和科学术语)的含义都与本发明所属技术领域的普通技术人员通常理解的含义相同。还应当理解，诸如在公用词典中所定义的那些术语应当被解释为具有与其在相关技术上下文中的含义相一致的含义，而不应当用理想化的或过于形式化的理解来加以解释，除非在这里明确地那样定义。
在附图中图1是示出传统的盲检测方法的概念图；图2是根据本发明一范例性实施例的EGPRS系统的接收机的方框图；图3是图2所示的盲检测器42的方框图；图4是图2所示的解码器48的方框图；图5是数据结构图，示出了由图2所示的接收机接收的在相关技术标准中定义的数字信号的正常突发；图6是示出在相关技术标准中定义的编号为0到7的8个训练序列码的表；图7是示出根据本发明一范例性实施例的盲检测方法的概念性方框图；图8是在图3的盲检测器42中的调制模式确定器45的方框图；图9是示出根据本发明一范例性实施例的盲检测方法的流程图；和图10是示出在图9的盲检测方法中所使用的在GMSK调制模式和8-PSK调制模式之间进行确定的曲线图。
具体实施例方式
图2是示出根据本发明一范例性实施例的EGPRS系统中的接收机的方框图。
参看图2，EGPRS系统中的接收机包括RF接收器20、数字转换器30、均衡器40和信道解码器50。
RF接收器20通过天线系统从AWGN(加性高斯白噪声)信道接收射频信号RF，并(通过将射频信号RF与本地载波信号本地振荡器频率LO混频)将该射频信号RF转换成同相(I)和正交相(Q)模拟基带信号22。
数字转换器30量化所述基带信号(I和Q信道模拟基带信号22)，以便将该模拟基带信号转换成数字信号32，并在低通滤波之后输出该数字信号32。数字转换器30可以在基带信号被低通滤波之后执行模/数转换(ADC)。
EDGE均衡器40包括盲检测器42和解码器48。盲检测器42确定所接收射频信号RF的调制模式是GMSK调制模式还是8-PSK调制模式。解码器48根据由盲检测器42确定的调制模式解码所述数字信号，通过该解码，消除了DC偏移。
信道解码器50执行对解码器48的输出的信道解码。
图3是示出图2所示的均衡器40中的盲检测器42的方框图。
参看图3，盲检测器42包括相位检测器43和调制模式确定器45。
相位检测器43以4个码元为间隔检测在包括在训练序列码(TSC)中的多个码元之间的码元间相位差ΔΦ44。TSC是在GSM系统中众所周知的码，并且包括在从数字转换器30输出的数字信号32之中(见图2和图6)。
在GSM系统中，一帧包括8个时隙，在一个时隙期间，发送一个正常突发。所述TSC被置于正常突发的中央，并因此被称为“中置码”，而非前置码(preamble)。
调制模式确定器45通过使用所检测的相位差ΔΦ确定所接收的射频调制方法(模式)，并输出表示该调制模式的调制模式信号46。换言之，调制模式确定器45确定所接收的射频的调制方法(模式)是GMSK调制模式还是8-PSK调制模式。更详细的说明将在下面给出。
图4是示出在图2的接收机中的均衡器40内的解码器48的方框图。
参看图4，解码器48包括模式选择器452、8-PSK解码器47和GMSK解码器49。
模式选择器452根据调制模式信号46在8-PSK解码器47和GMSK解码器49之间进行选择。
当调制模式被调制模式信号46使能时，GMSK解码器49执行GMSK解码过程，而当该调制模式被禁止时，GMSK解码器49则执行8-PSK解码过程。
例如，在GMSK解码过程中，当两个码元之间的码元间相位差是π/2时，二进制数据可以被解释为逻辑‘0’，而当两个码元之间的码元间相位差是-π/2时，二进制数据可以被解释为逻辑‘1’。
在8-PSK解码过程中，根据码元相位，三位数据块可以被解释为‘111’、‘011’、‘010’、‘000’、‘001’、‘101’、‘100’和‘110’当中的一个。
图5的数据结构示出了由图2的接收机接收的数字信号32的如相关技术标准所定义的正常突发。
参看图5，所述正常突发包括3位的TB(尾位(tail bit))301、57位的DATA 303、1位的SF(硬(steeling)标记)305、26位的TSC(训练序列码)307、1位的SF、57位的DATA 311和3位的TB(尾位)313。各正常突发总的位数是148位。
训练序列码TSC 307与语音数据(DATA)一起发送，并且包括相位参考信息，该相位参考信息使能接收机以执行相关解调。
图6是列出在相关技术标准中定义的编号为0到7的8个训练序列码的表。在GSM/EDGE标准中定义了8个不同的训练序列码，每个都是不同的0和1的序列。它们从0到7编号。
参看图6，与编号0到7的TSC对应的8个训练序列码中的每一个都被预先存储在接收机中。接收机接收TSC的编号，以便通过使用与TSC编号对应的训练序列位来执行盲检测过程和解调。
图7是示出根据本发明一范例性实施例的盲检测方法的概念性方框图。
参看图7，所述TSC被表示为编号61到86的码元，并且包括在所接收的正常突发的TSC中的多个码元的码元间相位差ΔΦ(以4个码元为间隔)分别被表示为ΔΦ61到符号ΔΦ82。
这里，ΔΦ61表示编号61的码元和编号65的码元之间的码元间相位差，而ΔΦ82表示在编号82的码元和编号86的码元之间的码元间相位差。相位差ΔΦ的总数量可以是22或小于22。
在EDGE系统中，GMSK调制模式和8-PSK调制模式的TSC是相同的；但是，GMSK调制模式中TSC的每个码元被旋转了π/2，而在8-PSK调制模式中TSC的每个码元被旋转了3π/8。
因此，以4个码元为间隔的包括在TSC中的码元的码元间相位差ΔΦ在GMSK调制中近似为0或π，而在8-PSK调制中近似为π/2或-π/2。
下面将结合图8到10描述根据本发明一范例性实施例的盲检测器和盲检测方法。
图8是示出图2的盲检测器的调制模式确定器45的方框图。
参看图8，盲检测器包括相位检测器43和调制模式确定器45。调制模式确定器45包括实部计算器451、第一绝对值计算器453、第一加法器455、虚部计算器461、第二绝对值计算器463、第二加法器465和比较器460。
图9是示出根据本发明一范例性实施例的盲检测方法的流程图。
相位检测器43(图8)选择与所接收的TSC编号对应的TSC(步骤S901)，并随后获得(计算)以4个码元为间隔的包括在TSC中的多个码元的码元间相位差ΔΦ中的每一个，即，ΔΦn＝ΔΦn+4-ΔΦn，(例如，在编号61的码元和编号65的码元之间、在编号62的码元和编号66的码元之间等等)(步骤S903)。
调制模式确定器45计算值A1457和值A2468(步骤S905)。在步骤S905，调制模式确定器45通过对每个码元间相位差ΔΦn的实部Re(ejΔΦn)的绝对值求和(即，将所有实部Re(ejΔΦn)的绝对值加在一起)来计算值A1457。在步骤S905中，调制模式确定器45还通过对每个码元间相位差ΔΦn的虚部Im(ejΔΦn)的绝对值求和(即将所有虚部Im(ejΔΦn)的绝对值加到一起)来计算值A2 468(步骤S905)。
具体地说，(在调制模式确定器45中的)实部计算器451计算以4个码元为间隔的包括在TSC中的码元之间的码元间相位差中的每一个的实部Re(ejΔΦn)。然后，第一绝对值计算器ABS 1453产生每个实部Re(ejΔΦn)的绝对值。最后，第一加法器455将所有实部Re(ejΔΦn)的绝对值加到一起以产生值A1 457。
虚部计算器461计算以4个码元为间隔的包括在TSC中的码元的所有码元间相位差的虚部Im(ejΔΦn)。然后，第二绝对值计算器ABS2 463产生虚部Im(ejΔΦn)的绝对值。最后，第二加法器465将所有虚部Im(ejΔΦn)的绝对值加到一起以产生值A2467。
比较器460将值A1与值A2进行比较，以产生调制模式信号46(步骤S907)。
当值A1大于值A2时，从比较器460输出表示GMSK调制的调制模式信号(步骤S911)，而当值A1小于值A2时，从比较器460输出表示8-PSK调制的调制模式信号(步骤S909)。
图10是示出被应用于图9的盲检测的在GMSK调制模式和8-PSK调制模式之间进行确定的曲线图。
参看图10，在GSMK调制中，以4个码元为间隔的包括在TSC中的码元的码元间相位差的值近似为0或π(在实轴上)，而在8-PSK调制中，以4个码元为间隔的包括在TSC中的码元的码元间相位差的值近似为π/2或-π/2(在虚轴上)。
因此，在GSMK调制中，由于以4个码元为间隔的包括在TSC中的码元的码元间相位差具有在实轴上的值，所以，值A1大于值A2，而在8-PSK调制中，由于以4个码元为间隔的包括在TSC中的码元的码元间相位差具有在虚轴上的值，所以，值A1小于值A2。
如上所述，根据本发明上述范例性实施例的盲检测器使用以4个码元为间隔的包括在TSC中的码元的码元间相位差来确定调制模式。因此，可以减少(例如75％)执行盲检测所需的计算量，其结果是，可以减少执行盲检测所需的时间。另外，可以简化盲检测的硬件设计。
尽管已经详细地描述了本发明的范例性实施例，但应当理解，在不脱离本发明范围的前提下，可以做出各种修改、代替和替换，在所附权利要求书当中，变量n、k、j、r和q是整数。
权利要求
1.一种用于无线通信接收机的对发射机的调制模式进行盲检测的方法，包括基于以4个码元为间隔彼此分离的码元之间的多个码元间相位差确定发射机所使用的调制模式，所述码元位于所接收的正常突发的训练序列码中。
2.如权利要求1所述的方法，还包括计算以4个码元为间隔彼此分离的码元之间的码元间相位差。
3.如权利要求2所述的方法，还包括选择与所述所接收的正常突发的训练序列码编号对应的训练序列码。
4.如权利要求2所述的方法，其中，计算码元间相位差包括计算在所述所接收的正常突发的第m+r码元和第m+r+4码元之间的码元间相位差；和在使r从0递增到q的同时，将所述计算在该所接收的正常突发的第m+r码元和第m+r+4码元之间的码元间相位差的步骤再重复q次。
5.如权利要求4所述的方法，其中，m是61，并且和q是21。
6.如权利要求4所述的方法，其中，确定调制模式包括通过将q+1个计算出的码元间相位差的实部的q+1个绝对值的和与所述q+1个计算出的码元间相位差的虚部的q+1个绝对值的和进行比较来确定所述调制模式。
7.如权利要求4所述的方法，其中，确定调制模式包括基于所述q+1个计算出的码元相位差，在GMSK调制模式和8-PSK调制模式当中确定所述调制模式。
8.如权利要求7所述的方法，其中，确定调制模式包括当所述q+1个码元间相位差中的每一个都具有近似为0或近似为π的值时，确定所述调制模式是GMSK调制模式；和当所述q+1个码元间相位差中的每一个都具有近似为π/2或近似为-π/2的值时，确定该调制模式是8-PSK调制模式。
9.如权利要求7所述的方法，其中，确定调制模式包括当所述码元间相位差的实部的q+1个绝对值的和大于所述码元间相位差的虚部的q+1个绝对值的和时，确定所述调制模式是GMSK调制模式；和当该码元间相位差的实部的q+1个绝对值的和小于该码元间相位差的虚部的q+1个绝对值的和时，确定所述调制模式是8-PSK调制模式。
10.如权利要求1所述的方法，其中，所述无线通信接收机包括增强型通用无线分组业务接收机。
11.一种在增强型通用无线分组业务接收机中对发射机的调制模式进行盲检测的方法，包括计算在以4个码元为间隔彼此分离的码元之间的码元间相位差，所述码元位于所接收的正常突发的训练序列码中；和基于所述码元间相位差确定发射机所使用的调制模式。
12.如权利要求11所述的方法，还包括选择与所述所接收的正常突发的训练序列码编号对应的训练序列码。
13.如权利要求11所述的方法，其中，计算码元间相位差包括计算在所述所接收的正常突发的第m+r码元和第m+r+4码元之间的码元间相位差；和在使r从0递增到q的同时，将所述计算在所接收的正常突发的第m+r码元和第m+r+4码元之间的码元间相位差的步骤再重复q次。
14.如权利要求13所述的方法，其中，m是61，并且q是21。
15.如权利要求13所述的方法，其中，确定调制模式包括通过将所述q+1个计算出的码元间相位差的实部的q+1个绝对值的和与所述q+1个计算出的码元间相位差的虚部的q+1个绝对值的和进行比较来确定调制模式。
16.如权利要求13所述的方法，其中，确定调制模式包括基于所述q+1个计算出的码元间相位差，在GMSK调制模式和8-PSK调制模式当中确定所述调制模式。
17.如权利要求16所述的方法，其中，确定调制模式包括当所述q+1个码元间相位差中的每一个都具有近似为0或近似为π的值时，确定所述调制模式是GMSK调制模式；和当所述q+1个码元间相位差中的每一个都具有近似为π/2或近似为-π/2的值时，确定所述调制模式是8-PSK调制模式。
18.如权利要求16所述的方法，其中，确定调制模式包括当所述码元间相位差的实部的q+1个绝对值的和大于所述码元间相位差的虚部的q+1个绝对值的和时，确定所述调制模式是GMSK调制模式；和当该码元间相位差的实部的q+1个绝对值的和小于该码元间相位差的虚部的q+1个绝对值的和时，确定所述调制模式是8-PSK调制模式。
19.一种无线通信接收机中的盲检测装置，包括相位检测器，其被配置成测量在以4个码元为间隔彼此分离的码元之间的多个码元间相位差，所述码元位于所接收的正常突发的训练序列码中；和调制模式确定器，其被配置成基于所述多个码元间相位差确定调制模式。
20.如权利要求19所述的装置，其中，所述相位检测器选择与所述所接收的正常突发的训练序列码编号对应的训练序列码。
21.如权利要求19所述的装置，其中，确定调制模式包括基于所述所获得的码元间相位差在GMSK调制模式和8-PSK调制模式当中确定所述调制模式。
22.如权利要求21所述的装置，其中，所述调制模式确定器包括当所述码元间相位差中的每一个都近似为0或近似为π时，确定所述调制模式是GMSK调制模式；和当所述码元间相位差中的每一个都近似为π/2或-π/2时，确定所述调制模式是8-PSK调制模式。
23.如权利要求21所述的装置，其中，所述调制模式确定器包括当所述码元间相位差的实部的绝对值的和大于所述码元间相位差的虚部的绝对值的和时，确定所述调制模式是GMSK调制模式；和当所述码元间相位差的实部的绝对值的和小于所述码元间相位差的虚部的绝对值的和时，确定该调制模式是8-PSK调制模式。
24.如权利要求23所述的装置，其中，所述调制模式确定器包括实部计算器，其被配置成计算每个所述码元间相位差的实部；第一绝对值计算器，其被配置成产生每个所述实部的绝对值；第一加法器，其被配置成将所有的所述实部相加以产生第一值；虚部计算器，其被配置成计算每个所述码元间相位差的虚部；第二绝对值计算器，其被配置成产生每个所述虚部的绝对值；第二加法器，其被配置成使所有的所述虚部相加以产生第二值；和比较器，其被配置成比较所述第一值和所述第二值。
25.如权利要求19所述的装置，其中，所述无线通信接收机包括增强型通用无线分组业务接收机。
26.一种无线通信接收机，包括RF接收器，其被配置成接收射频信号并将该射频信号转换成同相(I-相位)和正交相(Q-相位)模拟基带信号；数字转换器，其被配置成将所述同相和正交相模拟基带信号转换成数字信号；盲检测器，其被配置成在所接收的正常突发的训练序列码中的码元当中测量以4个码元为间隔彼此分离的码元之间的多个码元间相位差，并基于所述码元间相位差确定调制模式；和解码器，其被配置成基于所确定的调制模式对所述数字信号进行解码。
27.如权利要求26所述的接收机，其中，所述盲检测器包括相位检测器，其被配置成以4个码元为间隔测量在所述所接收正常突发的训练序列码中的码元之间的码元间相位差；和调制模式确定器，其被配置成基于所述码元间相位差确定所述调制模式。
28.如权利要求27所述的接收机，其中，所述调制模式确定器被配置成基于所述码元间相位差在GMSK调制模式和8-PSK调制模式当中确定所述调制模式。
29.如权利要求28所述的接收机，其中，所述调制模式确定器包括计算电路，其被配置成当所述码元间相位差的实部的绝对值的和大于所述码元间相位差的虚部的绝对值的和时，确定所述调制模式是GMSK调制模式；并且当所述码元间相位差的实部的绝对值的和小于所述码元间相位差的虚部的绝对值的和时，确定所述调制模式是8-PSK调制模式。
30.如权利要求26所述的接收机，其中，所述无线通信接收机包括增强型通用无线分组业务接收机。
全文摘要
一种盲检测装置和方法，其能够通过比较以4个码元为间隔彼此分离的码元之间的码元间相位差的序列的实部和虚部的绝对值(而不是如现有技术那样比较以一个码元为间隔的码元的码元间相位差)来确定调制模式，所述码元包括在所接收的正常突发的训练序列码中。因此，用于盲检测的计算量可以减少例如原来的1/4，其结果是可以减少执行盲检测的时间。另外，可以简化盲检测的硬件设计。
文档编号H04L1/00GK1819504SQ200610004599
公开日2006年8月16日 申请日期2006年2月6日 优先权日2005年2月7日
发明者南贤淑, 金相宇 申请人:三星电子株式会社