光学性能监控器的制作方法

专利名称：光学性能监控器的制作方法
技术领域：
本发明涉及用于光通讯的光学性能监控器，特别是涉及一种用来精确监控多路经由光学介质传播的波分复用(WDM)信道的光信噪比(OSNR)的方法和装置。
背景技术：
应用波分复用(WDM)技术的光通讯系统通过尽可能小的信道间距，典型的是小于1纳米(nm)的间距，实现大容量信息传输。当信道的间距缩小时，监控信道的频谱特征在检验系统功能、识别性能漂移以及隔离系统故障等方面有更加重要的意义。举例来说，在探测波长漂移时，这种监控就非常必要，因为波长漂移很容易导致信号从一个光信道跃迁到另一个光信道。同时，为了确保网络中常用的光放大器正常工作，将波长参数实时反馈到网络元件(network element)也是很重要的。
众所周知，在本技术领域中，用来测量作为波长的函数的光功率的光学仪器，被称为光学光谱分析仪(OSAs，光谱仪)。为了确定独特的光谱成分，大多数传统的光谱仪(OSA)采用波长可调谐的光学滤波器，例如Fabry-Perot(法布里—珀罗)干涉仪或衍射光栅(Diffraction Grating)。在后一种情况下，光以与波长成比例的角度从衍射光栅反射出来；然后利用检波器阵列，基于光被衍射的角度分析光谱。或者，将衍射光透过狭缝，然后由一个小检测器检测。
传统的光谱仪(OSAs)设计成在实验室环境下工作的实验室设备，为了确保该设备的波长和功率的精确，需要对波长和光功率随时进行复杂的校验。并且，这些装置通常不仅体积庞大而且价格昂贵。
光通讯系统需要工业级的光学性能监视器(OPM)，其功能类似于传统的光谱仪，但是还要满足严格的工业要求。它们必需价格相对便宜、结构紧凑，并得到几乎与实验室级OSAs一样的功率和波长精度，而且在该装置的使用寿命期间不需要进行额外的校准，并且能够以很高的波长分辨率和较大的动态范围，监控密集间隔的频率点的光。
有一个能够监控光通讯线路的一个光波段中所有信道的OPM是非常有利的。同样，具有监控每个信道的光信噪比(OSNR)的附加功能也是非常有益的，为了判断光噪水平，它不仅需要监控单个信道，而且还要监视信道之间的光，因此，进一步提高了对OPM的光谱分辨率的要求。如今的WDM网络，在大约为5000GHz的光通讯带宽中可应用多达200条信道，信道间隔为25GHz，这些网络得益于OPM能够监控至少200个、信道间隔为25GHz的频率信道。通过提供ONSR监控功能，这种OPM也适用于监控信道间隔为200GHz、100GHz和50GHz的通讯系统中。
为了同时获得多个被监视频率的光谱信息，通过使输入光空间分散并利用多个光电探测器，例如光电二极管阵列(PDA)，一种类型的工业级OPMs获得了输入信号的光谱所有被监控的平行的光谱频点可以选用体光栅(Bulk Grating)、定向光纤布拉格光栅(blazed fiberBragg grating)、波导分级光栅(waveguide echelle grating)或者阵列波导光栅(AWG)作色散元件(dispersive element)。
这种方法的不利之处是，在光电二极管阵列(PDA)中，色散元件的大小和光电二极管的数量都是与波长分辨率按比例确定，因此，这会导致装置的尺寸变大、成本增加而且可靠性降低。如果每一个信道的OSNR都要被测量，那么必需在单个信道的散射光里设置多个光电探测器。这样，一个4信道的光监控器通常需要至少12个光电二极管。由于目前的光电二极管阵列一般最多包含128个光电二极管，这就允许监控仅超过30个信道。
举例说明1997年4月1日授权的给Koga等人的美国专利No.5,617,234，公开了一个能够精密识别WDM信号波长并适用于光的集成电路的多波长同步监视电路。Koga推荐的装置是一种AWG(阵列波导光栅)，它包含一个输入端口和多个输出端口，并且AWG的输出端口都耦合光电探测器。AWG的一个功能是把输入信号分解成多个输出波段，每个波段的带宽为b，位于一组频率fn的中心，该组频率被间隔Δf≥b的输出频率隔开；且在空间上把这些输出波段散射到不同的位置，由输出波导感测到后经由与其对应的输出端口而输出。Koga推荐的装置不具备OSNR测量功能，由于频率分辨率优于信道间的间隔，它要求AWG的输出端口数量与监视信道的数量一样多，并且价格昂贵的光电探测器的数量与所检测的信道数量也要一致。
AWGs被用作色射元件(dispersive element)时带来了一些好处，例如结构相对紧凑；由于光电路的其它光学元件可以选择片上集成，因此使得光损耗明显减少且降低了成本和光电路的复杂性；生产技术适合于大量制造。然而，该装置一般只对有限数量的输出信道提供有限的频率分辨率，，通常是介于8到40之间，并且输出信道之间的频率间隔范围为400到50GHz。为了精密监控OSNR，必需将频率间隔减少到远低于25GHz，由于每个监听信道的成本增加，这就需要更大、更昂贵的装置。
另一种已知类型的OPM包括依次获得光谱数据点，并且以可调谐滤波器为基础，该可调谐滤波器的输出端口与一个典型的单光电探测器耦合，其中通过扫描主要频率范围内的滤波器通带就能够测量光谱，并及时依次得到相邻的光谱点。在这种方案中，所采用的可调谐滤波器应以大表面积(bulk-surface)或体积光栅(volume-grating)、定向光纤布拉格光栅、可调谐线性或者环形谐振器(a tunable linear or ring resonator)为基础。然而，使用可调谐滤波器可能还需要复杂的动态控制回路并实时对调谐进行监控，以确保光谱的重复性。较高波长分辨率要求有更大的可调谐滤波器，并且在滤波器精细调谐、控制回路的复杂性以及感光重复性等方面要求更加严格。
最近，通过结合前面讲述的顺序和并行探测方法，人们进行了一些尝试提供了解决比例问题的方案，该方法是将监控器的尺寸、设计的复杂性例如感光性元件的数量，以及监视器的控制复杂性依被监视波长范围内的被监视波长的数量按准线性(sub-linaerly)比例确定。
Svilans等人的美国专利6,915,030已经转让给JDS Uniphase公司、他是该申请的受让人，该专利公开了一种基于AWG的OPM，将具有带宽的可调谐滤波器的单输出端口AWG和FSR结合起来，通过监控更多数量的信道、该数量大于AWG输出端口和相关联的光电二极管的数量，消除前述问题。可调谐滤波器预先选择通过AWG的一个输入端口输入的周期性的子信道，，并且将不同的子信道依次送入AWG的输入端口，从而实现AWG和耦合到其输出端口的有关的光电二极管的分时以获得比AWG输出端口和与它们耦合的光电二极管的数量大得多的多条由光谱决定的信道的信息。尽管由Svilans等人介绍的这些装置通过减少每一条AWG信道的光电二极管数量，体现出了一定的优势，但是为了确保光波调制的重复性，它采用的可调谐滤波器必需是具备实时监控功能且控制电路相对复杂。
Berolo等人的美国专利6,753,958介绍了一种替代方法，用数量相对少的光电二极管来监控数量多的波长，而不选用那些需要复杂实时监控和控制的动态调谐频率选择元件。Berolo等人提出的OPM具有一个光输入端口，通过转换开关将所述输入端口与多个输入波导耦合，这些波导被顺序切换，通过其中某一个输入波导，接收来自输入端口的光，将其提供给波导分级光栅(waveguide echelle grating)，波导分级光栅把光散射到多个光电探测器。因为分级光栅根据输入波导的位置散射来自于输入波导的光，所以，由光电探测器探测到的光具有不同的中心波长，这些中心波长取决于进入分级光栅的光是通过哪一路输入波导。当光在相邻的输入波导之间切换时，通过排列输入波导，借助于WDM信号的信道间隔系数，使得由光电二极管采样的中心波长发生漂移；可以用一个与信道间隔分数相等的频率周期对光所携带的WDM信号采样。
Berolo等人的方法能够在一个结构紧凑又相对廉价的装置中，监控大量波长的WDM信号，所述的波长数量等于输入端口数量乘以光电二极管的数量。然而，在Berolo等人的方法中，通过将光耦合到相邻的输入波导中对光谱相邻的中心波长进行采样，其中所述的相邻的中心波长以与OPM分辨率相等的信道间隔的较小部分偏移。然而，Berolo等人的特定方法至少在一些应用中受到严重的限制，因为当所要求的光谱分辨率很小时，这就需要输入波导的位置彼此接近，就像用于OSNR测量时那样，这也许会导致相邻输入波导之间出现不需要的光耦合。
本发明的一个目的是提供了一种光性能监视器，该监视器包含色散元件，其中所述的色散元件具有多个输出端口和可切换的多个输入端口，所述的输入端口输入用于精密测量多信道光信号中单个WDM信道的OSNR，而在输入端口之间没有不需要的光耦合。
本发明的另一个目的是提供了一种在光性能监控器中对WDM光信号的多个光信道进行精密同步OSNR测量的方法，其中通过在多输入多输出AWG的输入端口之间切换，对多个采样频率的WDM信号的光谱进行采样。
本发明的另一个目的是提供了一种光性能监控器和使用该监控器对WDM光信号的多光信道进行精密同步OSNR测量的方法，其中通过在多输入多输出AWG的输入端口之间切换，对多个采样频率的WDM信号的光谱进行采样采样频率，并通过非相邻输入端口之间的切换，获得相邻采样频段的光谱样本。
发明概述[20]根据本发明，提出了一种光学性能监控器，用于监控包括多条WDM信道的输入光信号的OSNR，这些WDM信道的中心频率是以信道频率间隔Δch平均分隔开。所述光学性能监视器包含色散元件，由M个输入端口和J个输出端口构成，其中M＞2且J＞2；控制装置，用于接收输入光信号以将所述的输入信号依次光耦合到M个输入端口中的每个输入端口输入；光电检测装置，将所述的光电检测装置光耦合到J个输出端口，当输入信号被耦合到M个输入端口中任何一个端口时，以便提供与J个输出端口的各个端口的光功率所对应的电信号；以及处理装置，根据光电检测装置提供的电信号，测量输入光信号的OSNR。
根据输入端口和输出端口各自的位置，色散元件以不同的中心频率将每一个输入端口输入与各个输出端口耦合，当输入光依次耦合到M个输入端口时，可以在多个中心频率段上对输入光信号的光谱进行采样。
色散元件上设置了J个输出端口用于以第一组J个中心频率将光耦合到的M个输入端口中的一个输入端口，所述的第一组J个中心频率被频率间隔Δch均匀隔开，并通过预先设定的信道间隔Δch分数偏离信道频率，以感测WDM信道之间的光噪水平，同时M的输入端口被设置为以第二组M个中心频率将光耦合至J输出端口中的一个输出端口，其中所述的第二组M中心频率被至少2·Δch/M隔开。
色散元件的特征是根据输入端口改变空间色射特性，其中多个中心频率包括一个至少M个连续中心频率的序列，相邻中心频率的频率间隔以多与预先设定的量变化，这是由于输入端口根据色散元件的空间色散特性造成的。
根据本发明的一个方面，设置了M个输入端口，以使第二M中心频率可以被映射到间隔为Δch/M的M个采样频率的周期序列上，借助于信道频率间隔Δch或者它的谐波，使一个或多个第二M中心频率迁移，其中第二M采样频率覆盖的频率范围远小于两个信道频率间隔Δch。
另一方面，本发明提供了一种用于监控输入光信号的OSNR的方法，步骤如下a)提供包括M个输入端口和J个输出端口的色散元件，其中M＞2且J＞2；b)设置J个输出端口，用于以第一组J中心频率将光耦合到M个输入端口的被选中的一个输入端口；所述的第一组J中心频率被频率间隔Δch均匀隔开、且以频移Δf2实质上等于Δch/2迁移出信道频率，c)设置M个输入端口，用于以J×(M-1)个不同的中心频率将光耦合到J个输出端口，以便于在工作时，以第二组中心频率将J个输出端口中的一个输出端口光耦合至M个输入端口的每一个输入端口；所述的第二组中心频率被至少2Δch/M间隔开，d)将输入光信号耦合到色散元件的M个输入端口的所述被选定的输入端口；
e)利用光电探测器，检测J个输出端口的各个输出端口的光功率，以得到J个功率读数并将其保存到存储器；f)依次将输入光信号耦合到色散元件的其它M个输入端口的各个输入端口，每次都重复执行步骤(e)；g)处理用输入光信号所得到的光功率读数，所述的输入光信号耦合到M个输入端口中被选中的一个输入端口，以确定WDM信道中至少之一的光噪声数值；h)处理用输入光信号所存储的功率读数，所述输入光信号耦合入M个输入端口中剩余的输入端口，以确定WDM信道中至少之一的光噪声数值；i)利用第(g)和(h)步中得到的各自的光信号和噪声数据，计算WDM信道中至少之一的OSNR值。


参考优选实施例中给出的附图，将更加详细地描述本发明，其中[27]图1是根据本发明用于监控输入光信号的光学性能监控器的总图。
图2a是具有多个输入端口的现有技术OPM的采样频率图。
图2b是本发明的一个实施例中的OPM的采样频率图。
图3是本发明的装置所监控的谱带图。
图4是用于监控WDM信号的OSNR基于AWG的OPM图。
图5是说明图4所示AWG的散射特性的图。
图6a，6b是说明图4所示OPM的采样格栅的中央和边沿部分的图。
图7是说明WDM信号的OSNR测量的图。
图8a，8b，8c是WDM光谱的部分图，描述的是光噪测量的灵敏度与采样频率之间的关系。
图9是本发明OPM的控制电路示意图。
图10a，10b是WDM信号的光谱部分的图，描述的是由本发明的OPM所提供的采样频率栅格。
详细说明[38]以Shen等人名义申请的美国专利申请2005/0031259，在此通过参考被结合入本发明中，此申请已被受让给JDSU——本申请的受让人，同时也是本申请的第一发明人，它在其优选实施例中公开了一种OPM，使用多输入多输出阵列波导光栅(AWG)，并且功能也与Berolo提出的装置有些类似，但具有不同的输入-输出配置。换句话说，申请2005/0031259中所公开的多输入多输出阵列波导光栅(AWG)采用微调(Vernier)输入端口配置，使得当输入信号从一个输入端口被切换到下一个输入端口时，通过相对比较大的频率变化而使采样频率发生变化，例如频率变化等于WDM信道间隔加/减一个比较小的分数，此分数限定OPM总的光谱分辨率。因此，在申请2005/0031259中所公开的构成OPM的M个Vernier输入端口的输入波导管彼此之间放置得足够远，这样不至于导致不需要的波导管耦合现象的出现，波导管耦合会损害Berolo OPM的性能。
本发明进一步改进了美国专利申请2005/0031259所公开的OPM，并提出了一个改良的、带有多个可切换的输入端口的OPM，其中多个可切换的输入端口用来以更高的测量精度对多信道WDM信号的单个信道的OSNR进行监控。
图1显示出了使用多输入多输出AWG来监听光信号的光学装置的实施例。
为了监控处在K(K＞1)个不同光频的输入光信号，装置1配备了色散元件101，它被放置在1×M转换装置330和光电探测器装置181之间，下文中装置1将被称为OPM1。1×M转换装置330在下文中也被简单称为开关330。在其它实施例中，可用N×M开关来替代1×M开关330，这样多达N个输入光信号共用所述OPM1，它们在各自的波导管(例如光纤)中传播，依次监控各个信号的光学频谱和OSNR，如同本申请下文所介绍的对单个WDM信号检测。以阵列波导光栅(AWG)形式出现的色散元件101包含M个输入端口1001至100M及J个输出端口1101至110J，下文一般分别称其为输入端口100和输出端口110。开关330具有控制功能，在OPM1的输入端口30与AWG 101的输入端口100任意一个输入端口之间提供光学耦合，正如图中用箭头310所示的。当输入信号被耦合进入M个输入端口的每一个端口时，AWG 101的输出端口110光学耦合到光电探测器装置181，光电探测器装置181以包含J个光电二极管1801到180J的光电二极管阵列(PDA)组件的形式出现，每一个光电二极管与AWG 101的不同的输出端口110之一进行光学连接，以检测光输出并且提供与J个输出端口的每一个端口中光功率相对应的电信号输入，上述的电信号也就是下文提到的光功率读数。
注意在其它实施例中，AWG 101可能被其它色散元件代替，例如波导管、分级光栅(echelle grating)或者体光栅等等，本技术领域的熟练技术人员可以理解。实施例中的色散元件101和开关330优选是在PLC芯片上完成。光电探测器装置181可以有其它可选的实现方法，例如用电荷耦合阵列器件实现。
装置1还带有电了控制及处理装置，这些图1中并没有显示出来，至少包含用于控制开关330的控制器，用于收集并储存由光电探测器装置181检测到信息的存储器，以及用于处理所收集信息的处理器，举例来说，用于测定来自电信号的输入光学信号的OSNR，所述电信号由所述光电探测器装置181提供，以及用于输出经过处理的信息。开关330及其对应的控制器包含控制装置，用于将输入光信号依次耦合入AWG 101的M个输入端口1001至100M的每一个端口。
在AWG 101中，根据输入端口和输出端口各自的位置，在以不同的中心频率为中心的宽度为b狭窄频带内，输入端口100的各个输入端口与输出端口110的任意一个输出端口进行光学连接，举例说明，第m个输入端口100m只在狭窄的频带内与第j个输出110j端口进行光学连接，所述狭窄的频带由以不同的中心频率fm，j为中心的宽度为b的透射函数Tm，j(f-fm，j)定义，在下文中，中心频率fm，j将被称为采样频率；第m个输入端100m也会以另一个中心频点fm，j+1＝fm，j+Δf1与相邻的第(j+1)个输出端口相连接，其中频率间隔Δf1实质上要比频段宽度b大，优选乘以系数M。
就功能而言，色散元件101将耦合入任意一个输入端口100的输入信号依据其光谱进行散射，在各自的频带范围内将输入信号的J个光谱耦合入J个不同的输出端口1101至110J，根据输入各自的输入端口和输出端口位置，与第m个输入端口100m关联的J个光谱中的每一个以J个光谱中心传输频率fm，j＝1，...，J中的不同的一个为中心上述的J个光谱中心频率共同构成间隔为Δf1的中心频率的第m组{f}m＝{fm，j＝1，fm，j＝2，...，fm，j＝J}并且横跨的频率范围为FJ＝(J-1)·Δf1，在下文将被称为AWG 101的工作频率范围。注意对输入端口100的任一端口最好选择完全一样的第一频率间隔Δf1，也就是m可以是1到M之间的任意值，但就像下文介绍的那样，如果输入端口100布置得比较分散，频率间隔就可以根据输入端口m进行调整。接下来我们首先考虑一种情况，当Δf1被看作时独立的输入端口时，也就是，当输入端口的数量足够小，使得输入端口100之间的Δf1的变化累积起来没有超出频率范围FJ，该频率范围FJ超出了预定的采样频率容差。
当输入光依次被耦合进入M个输入端口时，为了用多个中心频率采集输入光信号，将带有输出端口110的色散元件101和PDA181配合一起使用。这多个中心频率fm，j，其中，m和j为整数，1≤m≤M和1≤j≤J，由M个J列中心频率{f}m，m＝1，...，M组成，下文也将被称作多个中心频率{fm，j}。所述多个中心频率{fm，j}包含第一K个不同光学频率，最好和它一致。
注意AWG 101不同于带有多个输入端口和多个输出端口的传统的解复用(de-multiplexing)AWG，正如Koga等人的美国专利5,617,234中举例描述的一样，解释了多波长同步监听电路。实际上，带有多个输入端口的解复用AWG的功能包括将耦合到任意一个输入端口的光信号分解成近似周期性间隔的波带；并把它们散射到不同的位置，在那里它们会被输出波导管检出，分别由各自对应的输出端口输出。在Koga所介绍的结构中，对于输入端口和输出端口，采用前面所述的符号表示法，当输入波导管位置变化一个位置时，中心传输频率fm，j和输出端口之间的通信也周期性变化一个信道，意味着fm，j＝fm+1，j+1。也就是说，假如AWG 101正如Koga所描述的那样，如果输入光信号在以中心频率fm，j为中心的信道中传播，若输入光被耦合到第m个输入端口100m，信号将会从第j个输出端口110j输出，并且若输入光被耦合到第(m+1)个输入端口100(m+1)，信号将会从第(j+1)个输出端口110(j+1)输出。传统AWG的功能允许使用任一输入端口，用于频率解复用(de-multiplexing)信号，此信号在频率方面具有周期性间隔的光学信道。
与带有多个输入端口的先前技术的解复用(de-multiplexing)AWG所具有的功能性相反，AWG的输入端口1001至100M被用作本发明的色散元件101，所以[49]fm，j≠fm+1，j+1， (1)[50]对于至少各自的端口对的某些输入，也就是，至少一部分，并且优选输入端口100和输出端口110的全部，索引j＝1，...，J-1，m＝1，...，M-1。更详细地说，构建M个输入端口100，使得输入光耦合到J个输出端口110中的一个端口，举例说明，耦合到第j个输出端口110j，以一组M个中心频率{f}J＝{fm＝1，j，fm＝2，j，...，fm＝M，j}，在下文中被称作M个中心频率的第二频率。在这个组中，每相邻的两个中心频率fm，j，举例来说fm’，j和fm’+1，j，被第二频率间隔ΔF2(m)所分隔，所述第二频率间隔不同于第一频率间隔Δf1或其任何谐波，也就是[51](fm，j-fm+1，j)＝Δf2(m)≠Δf1. (2)[52]第二频率间隔Δf2，是采样频率fm，j和fm+1，j之间的频率漂移，它可依靠输入端，所述采样频率fm，j和fm+1，j与M个输入端口100的相邻2个端口和J个输出端口110的同一个端口相关联，正如等式(2)的RHS中端口索引号m所显示的，也就是，能够与输入端口100相邻的不同输入输出端口对区别开，这也表示一组J个采样频率{f}m＝{fm，j＝1，J}某两个之间的相对漂移，所述一组J个采样频率与M个输入端口100的相邻2个端口相关联，举例来说输入端口100m和100m+1。注意当输入光信号被耦合到输出端口1101至110J之中的一个端口时，所述第二频率间隔Δf2(m)也是在输入端口1001至100M所接收到输入光信号的光谱的中心频率的频率间隔，输入。因此关系等式(2)意味着就中心传输频率间的频率间隔而言，AWG 101是不对称的，上述的频率间隔依赖于用作一组输入端口的端口1001...M或1101...J。
输入端口100被优选配置，以便使得所述第二频率间隔Δf2(m)等于频率因子δf＝Δf1/M的整数倍，也就是 Δf2(m)＝km·Δf1/M， (3)[55]其中整数km最好满足[56]km≥2， (3a)[57]且一组M个频率{f}m都是如此，对这个组插值并一起构成采样频率fm，j的周期格栅，所述采样频率fm，j带有约为δf＝Δf1/M的周期。一组频率{f}j覆盖的频率范围[58]FM=Δf1MΣm=1M-1km,---(4)]]>[59]这在下文中被称作AWG 101的微调(Vernier)范围。频率因子δf决定了本发明装置1的频率分辨率。
在一个实施例中，也就是，正如US专利申请2005/0031259所介绍的那样，至少有4个输入端口100，也就是M＞3，如此构建，使得M个中心频率{f}j是均匀分隔的，nm＝n＝M±1，且[61]Δf2＝Δf1·(1±1/M)， (5)[62]注意条件等式(3a)把OPM 1同Berolo等人提出的光谱仪区分开来，在那个光谱仪中，用符号表示法如此定义，Δf2＝Δf1/M，在输入端口100之间对应于一个更宽的间隔，并且有利之处在于，在本实施例中，更小的多余光互相耦合，其中输入端口100包含光学波导管。
在操作过程中，输入光信号被耦合到输入端口30，输入端口30带有1×M个光开关330，用于监听上述的信号。1×M个光开关的主要功能是建立光通路，所述光通路从输入端口30到色散元件101的输入光端口100的每一个端口，从端口1101至110M，正如箭头310所示，表示输入信号的光通路是由光开关330按照时间顺序依次切换到色散元件101的每一个输入端口而创建的。
举例来说，输入包含来自多个{fm，j}的所有频率的光输入信号首先被耦合进入输入端口1001，并且有关光输入信号输入的信息，例如色散元件101的对应传输频带范围内的光功率，该传输频带以一组J个采样频率{f}m＝1为频率中心[65]f1，j＝f1，1+(j-1)·Δf1，j＝1，...，J(6)[66]这些信息由J个光电探测器1801至180J采集。
接下来，输入信号被耦合进入色散元件101的第二输入端口1002，图1中没有显示，有关输入光的信息，由J个光电探测器1801至180J以一组J个采样频率f2，j＝1，...，J，{f}m＝2采集，采样频率，所述J个采样频率与第二输入端口1002相关联。
在此考虑一个实施例，其中构建了M个输入端口100，因此满足等式(5)，Δf2＝Δf1·(1+1/M)，且对输入端口100而言，第一频率间隔Δf1变化很小，采样频率f2，j满足等式[69]f2，j＝f1，1+(j-2)·Δf1-δf (7)[70]用M步连续地切换输入信号，通过色散元件101的M个输入端口，且每一步都用J个频率各自的频率子集，采集并存储信号的有关信息，得到J个采样频率的M个子集的信息{f}m，m＝1，...，M。
fm，j＝f1，1+(j-m)·Δf1-(m-1)·δf.j＝1，...，J，(8)[72]使用2个不同的周期Δf1和Δf2，周期Δf1因子生成的一个分段周期Δf1/M的游标，这与著名的Vernier游标是类似的，例如Vernier游标卡尺；因此，色散元件101的M个输入端口在下文被称作Vernier输入端口。图2a中所显示的数值范围，是J＝8，M＝3的实施例，且δf＝Δf2-Δf1＝Δf1/M＝Δf1/3。图中各个垂直竖条象征性地表示满足等式(8)的采样频率fm，j中的一个频率。最上面的行311描述的是与第一个输入端口1001有关的一组采样频率{f}m＝1，包括采样频率f1，111，f1，212，...，f1，818；第二行312描述的是与的第二个输入端口1002有关的一组采样频率{f}m＝2，第二个输入端口1002在图1中没有显示；最后一行313描述的是与最后一个输入端口100M＝3有关的一组采样频率{f}m＝3，包括采样频率f3，131，f3，232，f3，333，...，f3，838。
注意与相邻输入端口100相关联的采样频率集{f}m中的每两个频率，举例来说，311和312，312和313之间，彼此之间变化第二频率间隔Δf2，这样就越过了第一频率间隔Δf1。
为了作出比较，图2b显示了由Berolo等人在美国专利6,753,958中公开的先前技术光谱仪的采样频率排列，其中，包含多个与色散元件相连的、可切换的光输入端口，所述色散元件以分级光栅滤波器的出现。注意在Berolo提出的装置中，相邻输入端口所对应的采样频率序列301，302和302，303，彼此之间相差第一周期Δf1的因子δf＝Δf1/3，使得在生成的采样栅格{fm，j}，m＝1，2，3上，相邻的采样频率与相邻的输入端口相关联。不利之处在于发现这样的安排，会导致至少当色散元件101是AWG和输入端口100是波导管时，在相邻的输入端口100之间出现不合需要的光学耦合。
回到图2a，所示的是本发明的实施例，布置色散元件101的输入端口1001到100M，对于所有的输入端口100，有Δf2-Δf1＝Δf1/M，且输出端口110的数量J超过输入端口100的数量M所有的采样频率{fm，j}，包含均匀间隔的采样频率fm，j，所述采样频率fm，j的频率间隔介于频率f1，1和f1，J’之间，其中J’＝(J-M+1)，这构成了一个以δf为间隔的采样频率周期集，至少包含K＝(J-M)·M个频率，即前面提到过的第一组K个不同的光频率。利用本实施例的OPM 1，通过在输出端口110测量光功率，当输入光信号在M个Vernier输入端口100之间依次切换时，在频率范围(FJ-FM)内，输入信号的光谱能够被均匀采样，也就是在频率f1，1和f1，J’之间，光谱分辨率为δf＝Δf1/M，它是M的倍数，要比其它类似设计的传统单输入AWG所提供的分辨率小。
借着这个例子，图3举例说明了使用本发明的装置获得带有单光谱线400的输入光信号光谱。在这个例子中，色散元件是AWG，参数为M＝8，Δf1＝100GHz，Δf2＝87.5GHz，δf＝12.5GHz，J＝40，使用现在可利用的制造技术能够将它制造出来。当输入光依次耦合进入色散元件101的8个输出端口1001至100M＝8时，SV1至SV8标记的8条线显示的是传输波段401-404，411-414，...471-474，对应着色散元件101的输出端口J＝40的相邻4个输出端口。图3中所示的传输波段401，402等，由钟型曲线表示的，描述的是各自的光谱传输函数Tm，j(f-fm，j)，每一个光谱传输函数以采样频率fm，j中的不同的一个频率为中心。传输函数Tm，j(f-fm，j)也被称作采样函数，能够被测量，例如通过耦合来自波长可调谐单色光源的光波，如来自可调激光器的光波，将其耦合进入AWG 101的第m个输入端口，并根据激光光波频率f测量第j个输出端口的光功率。注意传输波段401和411与不同的输出端口对应，而传输波段411和402对应于输出端口110中的同一个端口，以及对应于输入端口100中的相邻的2个端口。
设计AWG 101在传输波段之间有适度的重叠，举例说明，401和411，它们在频域空间上是相邻的，它们的中心频率相差δf＝12.5GHz，如图3所示；但是与下一个相邻的传输波段只有很小的波段重叠，所述下一个相邻的传输波段在AWG的传输光谱415内以25GHz隔开。为了进行校准，重叠信息优选保存在装置1的光电存储器(图中没有显示)里。在有些实施例中，首选方案在光谱传输波段上，相邻的波段重叠得更厉害，如图3所示，举例来说，函数Tm，j(f-fm，j)的波段宽度b为3dB，靠近频率采样步长δf，介于b～δf之间，光谱不需要缝隙就被获得。有利之处在于本发明的Vernier输入端口的布置，其中，在相邻的一组中心频率采集光谱，举例来说，通过在非相邻的输入端口之间切换来完成411和402光谱的采集，能够避免相互之间出现不合需要的光学耦合。
在每一连续步骤中，在每一个传输波段T(f-fm，j)上，光谱线400的一部分由源自光电探测器阵列组件181的光电探测器180检测，所述光电探测器阵列组件181与色散元件101的相应输出端口相连接，由光电探测器提供的光强度读数值40被保存到存储器中。通过所有8个输入端口顺序输入输入信号后，所有被存储数据能够被用来生成数字化的光谱线410，输入以频率步长δf＝12.5GHz的数字化频率标度再现输入光谱线400，如通过色散元件101的简明的传输光谱415所描述的那样，通过叠加AWG传输光谱SV1-SV8得到光谱415，所属传输光谱SV1-SV8对应于依次耦合到8个输入端口1001...100M＝8的各个端口的输入信号。做为选择，如果谱线400表示WDM信号的一个光学信道，那么在有关所述光学信道的一个信道格栅周期范围内，只有对应于中心频率或者采样频率fmj的光功率读数能够被用来决定所述信道400。
监控WDM(波分复用)信号 在此下面将描述本发明的光学性能监控器(OPM)1的实施例，被配置用于监控包括多条WDM信道的多信道光学WDM信号S，，包含各个WDM信道的OSNR的同步监控，并且在下文中将说明依据本发明的这种监控方法。
多信道光信号S具有WDM信道，所述WDM信道被等频率地设置，也就是，对于任意整数信道指数n，具有以信道频率间隔Δch均匀隔开的中心信道频率νn，频率间隔，也就是(νn+1-νn)＝Δch。例如，信道频率νn被设置在ITU栅格上，且为100GHz的倍数，使用Δch＝100GHz。在另一个例子中，它们可为50GHz的倍数，使用Δch＝50GHz。由等式(9)定义的频率标度(frequency scale)在此后将被称为信道频率栅格{νn}[81]νn＝ν0+n·Δch，n＝0，1，...，(9)[82]其中ν0为预定的最小信道频率。在典型应用中，OPM 1可被配置用于同时监测在100GHz ITU栅格上的40WDM信道，或在50GHz ITU栅格上的80WDM信道，这是C波段光通信系统中信道的典型数量。
为了准确监控，有利的是以采样频率对WDM信号S采样，所述采样频率以等于信道间距Δch/M’的整数部分的周期形成周期栅格，其中M’为每个信道频率间隔的采样点数量，以使每一个信道栅格周期(νn-Δch/2，νn-Δch/2)在相对于各自信道频率νn的相同预定位置包含M’个频率采样点。由所有这些标称值中的多个定义的周期频率栅格，或者以信道间距Δch/M’的整数部分间隔的目标频率采样位置，在此后将被称为目标频率采样栅格且被表示为∑M’。
目标采样栅格可以被近似，例如通过使用具有输入端口100的数量M＝M’的OPM1的实施例，输出端口110的数量J至少等于被监控的WDM信道的总数，而且以第一频率间隔Δf1＝Δch配置所述输出端口110。然而，由这种器件的多个中心频率{fm，j}提供的采样栅格将不可避免地偏离目标采样栅格∑M’＝∑M，并且可能导致光谱和OSNR监测精度的损耗。在本发明的实施例中，中心采样频率fm，j与目标采样栅格∑M的偏差，以及在OSNR监测上的这种偏差的不理想的效果被适当地降低。
首先，参考图4将描述可产生非均匀的采样频率栅格的实际原因，所述采样频率栅格使用色散元件101的所有中心频率{fm，j}中的多个来形成，图4示出本发明的OPM1的实施例，其被配置用于在宽频率范围内监控多信道WDM信号S的OSNR。
在这个图中，在其中的一个实施例中，色散元件101被明确示出作为AWG 101，所述AWG 101包含长度增量波导130的阵列，其与输入凹面厚板(concave-slab)波导140和输出凹面厚板波导150进行光学连接。输入凹面厚板波导140将M个输入波导端口100中的每一个光学连接至长度增量波导130中的每一个，而输出凹面厚板波导150将长度增量波导130中的每一个光学连接至J个输入输出波导端口110中的每一个。
所述J个输出波导端口110在它们第一端111沿焦点曲线160被光学连接至输出凹面厚板波导150，其限制了相对于波导阵列130的输出端的厚板波导150。所述M个输出波导端口110在它们第二端112被连接至具有J个光电探测器180的光电探测器阵列181。
具有光谱S(f)的多信道输入光信号S，经连接至OPM1的输入波导端口30的光纤20被传送到1×M光开关330，可依序将输入光信号耦合入AWG 101的M个输入端口100中的每一个中。一旦所述输入光信号被耦合入一个端口，例如输入端口100的第m个端口，则波导阵列130依据光谱S(f)将所述光信号从输入端口100的第m个端口向J个输出波导端口110色散，以使沿焦点曲线160的各个位置x接收输入光的光谱部分，所述输入光的光谱部分以不同中心频率f＝fm(x)为中心。函数f＝fm(x)，其中x为沿焦点曲线160的空间坐标，描述在输出波导110的接收的第一端111处光频率f的空间色散，所述输出波导110用于将光耦合入输入端口100的第m个端口。作为说明，图5中曲线441和442示意性示出M个输入端口100的两个相邻输入端口m和m+1的AWG 101的色散函数fm(x)和fm+1(x)，1≤m≤M-1。曲线441和442的分离以及它们的斜率取决于在输入凹面厚板波导140的第m个和第m+1个输入波导的相对位置，因此输入波导100彼此越靠近，则色散曲线441和442彼此就越靠近，从而频率漂移Δf2就越小。
根据它们的沿焦点曲线160的位置，输出波导110从长度增量波导130接收输入光信号的分离的频谱部分，用于对具有J个采样函数T(f-fm，j)的光谱S(f)进行采样，所述采样函数T(f-fm，j)以各自的中心频率或采样频率fm，j＝1，...，fm，j＝J为中心，其中整数m和j如此前所述，分别指的是输入和输出波导。光探测阵列181将J个功率读数提供给处理装置，所述J个功率读数表示以采样频率{f}m＝{fm，j＝1，...，fm，j＝J}对输入光信号S的光谱S(f)采样。
Sm，j(fm，j)～∫T(f-fm，j)·S(f)df， j＝1，...，J，(10)[91]通过依序对在输入波导端口100之间的输入信号S转换及寄存功率读数Sm，j，输入信号谱S(f)被以采样频率栅格{fm,j}=∪m=1M{f}m]]>采样，所述采样频率栅格{fm，j}由M个隔行扫描频率集{f}m形成，m＝1，...，M。所述采样频率栅格{fm，j}以相对频率间隔δf被均匀隔开，如果下面条件被满足a)与不同输入端口100相关的所有隔行扫描频率集{f}m以与输入端口无关的相同频率间隔Δf1被均匀隔开，b)输入端口100被配置以使M个“折叠的”采样频率f’m＝1，j的集{f’}j[92]{f’}J＝{f’m＝1，j，f’m＝2，j，...f’m＝M，J} (11)[93]以相对频率间隔δF＝Δf1/M被均匀隔开，[94]其中，依据下面等式得到与各自的采样频率fm，j相关的“折叠的”采样频率f’m，j[95]f’m，j＝fm，j+(f1，j-fm，j)mod(Δf1)，m＝1，...，M， (12)[96]其中，函数(x)mod(y)表示求模运算，结果为x除以y后所得的余数，依据等式(11)和(12)，M个输入端口100被配置以使M个中心频率中第二组{f}j可被绘制成M个采样频率fm，j的周期序列，换句话说，可被转换成M个采样频率fm，j的周期序列，通过将M个中心频率中的第二组的一个或多个偏移第一频率间隔Δf1或其中的谐波，以Δf1/M间隔所述采样频率fm，j。
条件(a)和(b)要求在预定公差范围内，对于所有输出端口100采样频率fm，j和fm+1，j之间的频率漂移Δf2(m)基本上保持相同。然而，这是不可能实现的，其中，色散元件101以空间色散特性D＝df/dx为特征，此空间色散特性依赖于输入端口而变化，如它经常处于实际生活的AWG中一样，体波导光栅和分级波导光栅以及其他类型的色散元件。
参考图5，空间色散特性D，也就是沿焦点曲线160的色散光的光频率f的改变速率，定义了曲线441和442的斜率。在示出的实施例中，对于各个输入端口100，这个斜率近似为常数，也就是不依赖于越过波导端111的空间坐标x，以使第一波导111的平均间距提供近似均匀间隔的采样集合{f}m。尽管，D依赖于在输入厚板波导界面144的各自输入波导端口100的位置，因此依赖于输入波导端口100而变化。从而，线441和442具有不同斜率Dm≠Dm+1，以及当第m和第m+1输入端口被移开的较远时这个差异会增加。因此，与第m输入端口相关的满足等式Δf1(m)＝Dm·Δx的采样频率的频率间隔471，不同于与第m输入端口相关的一组J个采样频率的频率间隔472，Δf1(m+1)＝Dm+1·Δx，其中，对于输出端口110的接收端111的输出端口位置间距为Δx＝(xj+1-xj)。
至于设计良好的AWG 101，与相邻输入端口100相关联的空间色散特性的差异ΔD＝(Dm-Dm+1)一般相当小。可是，在大量输出端口上其效应会积聚，以及其效应可引起频率漂移Δf2(m)＝(fm，j-fm+1，j)的明显改变，如通过比较对应于输出端口位置445和447的频率漂移477，475可以明白。这些改变产生累积的采样频率偏移量δfoff＝|fm，j-f*m，j|～FJ·ΔD/Dm，其中f*m，j为距离目标周期采样频率栅格∑M的对应频率位置，超过预定阈值，例如，相对频率间隔δf的预定部分。
注意到，采样频率误差δfoff与输入端口之间空间色散特性变化ΔD成比例，其依次依赖于输入Vernier端口100的相对位置，并且对于相隔较远的输入端口，此误差一般比较大，并且从而与大频率漂移Δf2(m)相关联。因此，配置输入端口100以使Δf2(m)适当减小，同时满足条件(3)、(3a)、(11)和(12)是有利的。
作为例子，OPM1的AWG101具有M＝8个输入端口和J＝40个输出端口，以及被配置用于采样WDM信号，所述WDM信号包括布置在以采样频率步长δf＝Δch/M＝12.5GHz的100GHz ITU栅格上的40个WDM信道。输出端口110被配置用于提供一组40个采样频率，对于一个输入端口，所述采样频率以第一频率间隔Δf1≌Δch＝100GHz均匀隔开，例如，输入端口100的第m＝4个端口。在此下面的表1和2说明本发明的AWG 101的许多可能实施例中的两个，它们与它们输入端口100构造不同。在每种情况中，M＝8个输入端口100被配置以提供示出在表中第三行中M个采样频率{fm＝1，j，fm＝2，j，...fm＝M，j}的不同的第二组{f}j，并且对应于输出端口110中之一，例如，第j＝20端口。在表1和2中给出的采样频率的第二组{f}j满足等式(3)、(3a)、(11)和(12)，整数km如在等式(3)中所限定。为了比较，表3给出了而且对应于如Berolo等描述的输入端口结构。
参考图2a和3，表1对应于上文中所描述的AWG 101的实施例，其中M个Vernier输入端口100被配置以使M个中心频率的第二组频率{f}J＝{fm＝1，j，fm＝2，j，...，fm＝M，j}以频率漂移Δf2＝Δf1·(1-1/M)＝87.5GHz均匀隔开，并且范围大于600GHz。不利地，我们发现，与Vernier端口110相关联的这样大的频率间隔可导致采样栅格{fm，j}的相当大的不规则，在工作频率范围FJ的边沿处具有超过大约6GHz的采样频率偏移量δfoff，在这种情况中取值范围为4THz。
表1
表2对应于实施例，在该实施例中配置M个输入端口100以使一组M个采样频率{fm＝1，j，fm＝2，j，...，fm＝M，j}以在两个相邻中心频率之间的频率间隔非均匀地隔开，所述频率频率间隔每次变化Δch/M＝12.5GHz；本实施例中提供的一组频率{fm＝1，j，fm＝2，j，...，fm＝M，j}的范围仅仅为187.5GHz，也就是小于2·Δf1，并且具有仅仅大约26.8GHz的平均频率间隔。有利地，这种配置一般提供更规则的采样频率栅格{fm，j}，在4THz工作频率范围的边沿处具有等于或小于约3.5GHz的采样频率偏移量δfoff。
表2
尽管如表3所示的输入端口100的配置提供的一组频率{f}j的范围仅仅为87.5GHz，其中各个连续采样频率距离前面采样频率仅仅大约12.5GHz的最小频率间隔，它被发现在输入波导100之间产生不合需要的光耦合，如上所述，其使用这种配置可能导致不令人满意的OPM性能。因此，优选的是，在本发明的OPM1中，AWG 101的M个输入端口100被配置以使两个相邻输入端口100与采样频率fm，j相关联，所述采样频率fm，j不是由多个中心频率{fm，j}形成的采样频率栅格中的相邻的频率。另外优选的是，M个采样频率的第二组{fm，j}在小于3Δch的频率范围FM内，更优选地小于2Δch。另外优选的是，频率范围FM小于300GHz，更优选地小于100GHz。
表3
作为例子，对于具有对应于表2的输入端口100配置的AWG 101的实施例，图6a和6b对其采样频率栅格{fm，j}进行了说明。黑菱形710表示采样频率fm，j，以及垂直条700表示具有12.5GHz周期的目标采样栅格∑M。图6a表示中心的、150GHz宽的、近似对应于15＜j＜25的采样频率栅格{fm，j}的部分，其中采样间距仍然接近12.5GHz的设计值，以及采样频率基本上是均匀分布的。
然而，越接近OPM的工作频率范围的边沿，采样栅格{fm，j}越变得非常不规则，如在图6b中示出具有j＜6的采样频率栅格{fm，j}的边沿部分，其中采样频率fm，j以与大约3.5GHz一样大的频率偏移量δfoff720偏离在12.5GHz栅格上的目标位置，这对OSNR测量的精确度和动态范围具有有害影响。
光信噪比(OSNR)测量[107]光信道的OSNR被定义为信道宽度范围内的光信道信号的信号分量的总光功率Pn对光噪声的频谱功率PN的比率，通常以dB来测量 OSNRdB＝10·log(Pch/PN).(9)[109]光噪声功率PN一般在充分远离由WDM信道的信号分量占据的频谱区域的频谱位置处，通过测量光谱功率来确定。这在图7中说明，图7示出WDM信号的光谱部分，所述WDM信号包括以频率νn和νn+1为中心的两个相邻WDM信道。信道的信号分量占据在峰210和220内的频谱。同样，示出了噪声本底(noise floor)230。
使用具有频率分辨率δf＝Δch/M的OPM1的实施例，其中M≥3，使用例如用于找峰的已知信号处理算法中之一，通过对峰210和220采样和估计在各个被采样峰210、220下面的区域，可以估计两个信道中每一个的光信号功率。每个信道的光噪声可通过对在各个信号峰的两侧进行采样且求平均来估计，如本领域技术人员应当理解的。例如，通过对位置205和215的光谱进行采样且对两个功率读数(power reading)的求平均、计算采样函数Tm，j(f-fm，j)的宽度，可测量出第一信道210的噪声功率PN1。同样地，通过对频谱位置215和225的光谱采样而获得的功率读数求平均，可以估计信道220的噪声功率PN2。
Berolo等的美国专利6,753,958讲解了对WDM信号的OSNR的测量，其使用基于具有多个可转换的输入端口的频谱分析器的分级光栅，通过当输入信号被耦合入输入端口的第一个端口时以一组与信道中心频率νn相一致的采样频率对WDM信号谱进行采样，用于确定信道信号功率Pch，以及通过在输入信号被转换为输入端口的第二个端口时以另一组位于相邻信道之间的中央的采样频率对WDM信号的光谱进行采样，用于确定光噪声功率PN。这种方法可以精确地提供，与两个输入端口相关的所述采样频率组均以相同不变频率间隔的频率被均匀隔开，所述频率间隔等于器件的整个工作频率范围上的信道间距Δch。虽然，如果在其中WDM信道被监测的器件的工作频率范围FJ为大的，例如在整个S、C或L波段范围内，则这不可能作为此前参考图5描述的原因。再者，在输入信号在一个输入端口被接收时以信道中心频率采样输入WDM信号、以及在信号被耦合入另一输入端口时在WDM信道之间的中央采样输入WDM信号，可能会在器件的整个工作频率范围内遭受到不需要的OSNR测量精确度和/或动态范围的变化。
真正地，OSNR估计的精确度可对频率采样非常灵敏，尤其对于噪声采样定位，例如对于图7中与信号峰210和220相关的采样位置205，215和225的准确位置。一般地，通过对信号谱以信道频率栅格νn＝(ν0+n·Δch)，n＝0，1，...的基本上半栅格位置、也就是以频率νn±＝νn+/-Δch/2进行采样，可获得更准确的噪声估计，以使最小化采样噪声读数中的光信号分量。这将在图8a-8c中进一步说明，作为例子，示出包括5个相邻WDM信号510，520，530，540和550的WDM信号的光谱部分，所述5个相邻WDM信号在没有噪声中以Δch＝50GHz间隔开。所述WDM信号以由δf＝12.5GHz间隔开的采样频率被采样，如在图中由黑菱形符号所表示的，每个信道4个样本。在图8a中，某些采样频率精确对应于WDM信道栅格501-505的中点，如由采样符号515所示，其中WDM信道的信号分量具有最低谱功率密度，相对于用于所示例子的峰功率密度大约为-48dB；这对应于OSNR值的上限～45dB，可通过对所示WDM信号的噪声采样测量，带有测得的信号功率的另外3dB用来说明各个噪声采样点515的两个最接近信道之间的相互作用。
如果光噪声被估计的采样频率从半栅格位置偏移开，信号分量的非常大部分可以被包含在由采样获得的噪声估计中，从而限制OSNR测量的动态范围及其用于大的OSNR值的精确度。作为例子，图8b示出，如果噪声采样从半栅格位置(νn+Δch/2)515偏离大约3GHz或大约δf/4，到达新的位置515’，则OSNR测量的动态范围减少差不多10dB。类似地，图8c示出，如果噪声位置515偏离大约6GHz或大约δf/2，到达新的位置515”，则OSNR测量的动态范围减少差不多20dB，以及只有低于大约24dB的OSNR值可以被可靠地测量。当信道信号分量进一步如不同于图8a-8c中所示的在光谱中扩散时，及采样函数T(f-fm，j)的有限宽度被计算时，OSNR测量精确度和动态范围的衰变将会更严重。
因此，即使采样频率515偏离其最佳频率位置相当小，也可严重导致OSNR测量的动态范围和精确度的降级；在所述最佳频率位置信号分量最小，例如，当光谱是对称的而且以信道栅格为中心时，信号分量在相邻信道的正中心。
因此，本发明的另一方面提供一种改进的方法，用于使用多输入多输出色散元件101监测输入光信号S的OSNR；通过在预定的频率采样位置集中提供精确的噪声采样和使用具有合适精确度的估计信道信号分量的数据处理技术，本方法消除了前述OSNR测量问题。所述方法是基于观测(observation)使用具有超过例如5-10％信道间距的有限宽度的采样函数采样典型的WDM信号，诸如AWG101的采样函数T(f-fm，j)，所述采样函数优选具有略微小于Δch/M的带宽b，得到的采样谱包括由所述信道的信号分量占据的相当宽的峰，在半栅格位置左侧具有用于噪声估计的相当窄的波谷，因此关于信道栅格νn的采样频率fm，j的准确定位，对于获得准确噪声估计比获得信道信号功率Pch的准确估计重要得多。
转回图4，用于输入WDM信号S的准确OSNR监测，本发明的OPM1的实施例具有被指定用于测量输入光WDM信号S的光噪声分量的M个输入端口100中选择的之一，例如图4中所示的的N个输入端口100N，以及被指定用于测量WDM信号的信号分量的M个输入端口100中另外M-1个。
因此，J个输出端口110被配置用于以第一组J个中心频率{f}m＝N＝{fN，j＝1，fN，j＝2，...，fNj＝J}光耦合至被选择端口100N，所述中心频率以信道频率间隔Δch均匀分布，也就是具有基本上等于Δch的第一采样频率Δf1＝(fN，j-fN，j+1)，并且以信道频率间隔Δch的预定常量分数q偏离信道频率νn，所述信道频率间隔Δch检测用来WDM信道间的光噪声级别。这可通过沿焦点曲线160适当定位输出端口110的第一端111实现，以使各个输出端口110接收输入信号的不同谱部分，所述输入信号依据采样频率{fN，j}中选择的组以不同采样频率为中心。可使用计算机模拟来确定沿曲线160的端111的合适位置，优选借助于适当的试验确认，如本领域熟练技术人员已经知道的那样。
在操作中，当输入WDM信号被耦合入选定的输入端口100N时，J个输出端口110与光电探测器阵列181合作，在WDM间的预定谱位置对输入信号的光谱采样，用于在所述谱位置检测光谱噪声值，以提供图9中所示处理器850的J个功率读数{S}N＝{SN，j，j＝1，...J}，从而如上所述，能够为各自的WDM信道确定光噪声值PN。
信道频率间隔Δch的预定常量分数q被选择用于使在采样频率fN，j处的信号分量最小。至于典型的WDM信号，这些最佳的光谱位置为信道频率栅格νn＝(ν0+n·Δch)，n＝0，1，...的半栅格位置，也就是频率νn±＝νn+/-Δch/2/。因此，在OPM1的一个实施例中，信道频率间隔Δch的预定部分在Δch/2-a和Δch/2+a之间，其中，a是预定的频率容差参数，这样与选择的用于噪声测量输入端口100N相关联的J个采样频率fN，j，j＝1，...J，中的每个以相等距离被定位在两个相邻信道频率的中间，与所述位置的偏差优选不超过所述预定的低频率容差参数a，一般的为大约或低于采样间距δf＝Δch/M的10％，或优选大约2GHz，以及在最优选的实施例中大约或低于1GHz。
由于AWG 101是对温度敏感的，所以OPM 1另外包括优选安装在PLC上的温度传感器120，其中AWG 101和开关330靠近AWG 101来实现用于检测其中的温度，以及温度控制器170，其通过控制色散元件的温度对在WDM信道之间的预定谱位置处的第一组J个中心频率{fN，j＝1，fN，j＝2，...，fN，j＝J}进行矫正。
AWG 101的M个输入端口100被配置用于以第二组M个中心频率fm，j将光耦合至J个输出端口中选择的之一，，其中每相邻的两个中心频率以至少2·Δch/M，或由满足关系Δch·k/M的频率间隔隔开，其中整数k≥2，用于抑制输入端口之间的不必要耦合。
AWG 101的M个输入端口100还被配置用来在J×(M-1)个频率波段T(f-fm，j)内将光耦合至J个输出端口，每个以不同采样频率fm，j为中心，其中，m≠N且j从1变化至J。优选的，通过在含有凹面厚板(concave-slab)波导140的界面处适当定位输入Vernier端口100的末端来对其进行配置，以使在工作中J个输出端口110之一，例如端口110j，以满足等式(11)和(12)的第二组M个中心频率{fj’，m＝1，fj’，m＝2，...，fj’，m＝M}被耦合至M个输入端口100中的每一个端口，在，其中中心频率中的每相邻的两个频率以频率间隔Δch·k/M，或者以至少2Δch/M间隔开，其中整数k≥2，所述至少2Δch/M的频率间隔用于抑制输入端口100之间的不必要的耦合。
选择用于噪声测量的输入端口100N优选为M个输入端口100的中心端口，也就是如果M＝8，端口100N优选为八个输入端口100的第四个或第五个端口，但是可以为输入端口100的任一个端口。在某些实施例中，AWG 101可具有多于M个的输入端口，但是在工作中仅仅使用M个输入端口的子集。
类似地，选择用于配置M输入端口100的输出端口100j’优选为中心输出端口之一，例如，如果有40个输出端口110，则对应于j＝20，但可以为输出端口110的任一个。
图9示意性说明一种控制电路，其可被用于控制本发明的OPM1的操作。以DSP形式出现的处理器单元850能够存储和处理信息，所述信息由所提供的光电探测器阵列181的J个光电探测器探测；它同样也可采用适当编程的FPGA，一种通用微处理器，或外部计算机。电控制器802控制Vernier开关330的操作，一起形成被配置以接收输入光信号的控制装置，用于经OPM端口810依序向AWG 101的各个M输入端口提供输入光信号。
Vernier开关330响应于来自电控制器802的控制信号步进通过色散元件101的M个输入端口，从而每次将输入光信号提供至色散元件101中占主要地位的一个输入端口。
在各个步骤中，光电二极管阵列181输出J个功率读数，如本说明书中上面所述，提供以一组J个频率{f}m的输入信号信息，并且通过模拟至数字转换器840将这些功率读数传递至数字信号处理(DSP)单元850。所述DSP单元具有电存储器，其中一组J个功率读数{S}m以J个中心频率或采样频率{f}m的各自的一组频率在各个步骤中被存储。DSP单元850还控制电控制器802和温度控制器170的操作，同时接收来自温度传感器170的温度读数。
当输入光信号被耦合入M个输入端口100中之一时，DSP 850被编程用于根据电信号确定WDM信道中至少一个信道的噪声值，所述电信号表示从光电探测器装置181接收到的功率读数Sm，j以及当输入光信号依序被耦合入M个输入端口100的其余M-1个时，使用数据处理算法根据从J个光电探测器接收的电信号确定用于至少一个WDM信道的光信号功率。
更具体地，DSP 850被编程以使用预存储的校准信息来处理存储的功率读数，以确定存在输入光信号中WDM信道中至少一个的OSNR，通过执行步骤[130]a)使用被耦合至选择的M个输入端口100中第N个输入端口100N的输入光信号，处理获得的存储的功率读数{S}N，以确定与WDM信道中至少一个相关联的光噪声值PN；[131]b)使用被耦合至M个输入端口中其余部分的输入光信号，处理获得的存储的功率读数{S}m＝{Sm，j，m＝1，...，M，j＝1，...，J}，m≠N，以确定与WDM信道中至少一个相关联的光信号值PS；以及，[132]c)使用分别在步骤(a)和(b)中获得的光信号值PS和光噪声值PN，计算所述WDM信道中的所述至少一个的OSNR值。
步骤(b)可包含使用预定的查找表识别这些存储的功率读数Sm，j的步骤，所述存储的功率读数与WDM信道中的所述至少一个相关联，所述查找表将开关330的M个位置中的每一个和来自于光电探测器阵列181的J个光电探测器中的每一个分别与中心频率fm，j的每一个相关联。所述查找表还可包括与依赖于中心频率fm，j的温度相关的信息，温度读数由温度传感器120提供。使用例如峰识别算法，光信号值PS可根据与WDM信道中所述至少一个相关联的功率读数来确定。
明显地，前述步骤可被用于计算存在于输入光信号中的各个WDM信道的OSNR。
在一个实施例中，OPM1被预校正，例如通过使用已知的输入光信号，依序通过色散元件101的各个输入端口步进输入信号，并且在各个步骤采集来自光电探测器阵列181的光电探测器的信号，以及校正值被存储在DSP存储器中。关于色散元件101的通频带T(f-fm，j)的形状和宽度的信息，以及中心频率fmj的测量的值还被作为校正数据存储在存储器中，在工作中所述校正数据被用于由光电探测器输出的数值处理中。装置1还可随温度被校正。
作为例子，图10a和10b说明依据本发明使用OPM1的OSNR监控方法，AWG 101具有M＝4个输入端口和40个输出端口，用于50GHz ITU栅格上的WDM信号。黑菱形表示谱采样点，所述谱采样点依据AWG 101中的采样频率栅格{fm，j}在频率上定位。输出端口被配置为以使在输入光被耦合入四个输入端口100中第2个时，输出端口110接收以40个采样频率{f2，1，...，f2，40}中的第一组{f}m＝2为中心的输入光的分离谱部分，所述采样频{f2，1，...，f2，40}以信道间距Δch＝50GHz+\-0.5GHz均匀分布。然后，AWG 101被温度调整，以将40个采样频率{f2，1，...，f2，40}与50GHz ITU栅格的中间点位置νn+1/2相对齐，如由采样符号615所示。输入端口100被配置以使在输入光被在它们之间转换时，40个输出端口110阵列中的中心例如第二十个输出端口接收以第二组M＝4个采样频率{f1，20，...，f4，20}为中心的光谱部分，所述采样频率{f1，20，...，f4，20}以频率25GHz、37.5GHz和25GHz间隔开，也就是f2，20＝f1，20-25GHz，和f3，20＝f1，20-62.5GHz，f4，20＝f3，20-87.5GHz。
AWG 101的输入和输出端口的配置产生采样频率栅格{fm，j}，其在由中心输出端口提供的采样谱的中间上一般是周期性的，例如具有15＜j＜25，如图10a所说明的示出在OPM1的这个实施例中FJ＝2THz工作频率范围的中间的3个相邻WDM信道620，630和640，以及一系列一般周期性采样周期点615，625，635，645等。
然而，采样栅格{fm，j}在如由几个第一或最后输出端口110提供的采样光谱的末端例如j≤5和j≥35上变得不规则，也就是非周期的，如图10b中所说明的，示出在2THz工作频率范围中一个边沿处另外的3相邻WDM信道820，830和840，例如由第一组4个输出端口110所提供的。
因此，多个中心频率{fm，j}包括散布在整个采样栅格{fm，j}上的第一组采样频率{f2，1，...，f2，40}615，所述采样频率一般为被均匀隔开，并偏离它们恰好位于毗邻信道频率中部的目标位置少于预先确定的频率容差值a，例如少于2GHz，并且优选少于1GHz；同时，多个中心频率{fm，j}还包括至少M个连续中心频率的序列，例如图10b中黑色菱形所示出的采样频率序列，其中，由于输入端口依赖色散元件101的空间色散特性D，在毗邻的中心频率之间的频率间隔变化大于预先确定的数量。例如，可能代表采样频率fm＝2，j＝3的采样点835偏离各自的目标栅格位置约3GHz的频率偏移量611，该频率偏移量超过了预先确定的频率偏移阈值a，在该例中为2GHz。
(M-1)＝3个采样点845，835和825可用于估计信道840内的信号强度，例如通过使用假设预先确定的信号峰820，830，840等的形状的峰拟合运算法则。如果频率偏移量611不超过目标采样频率间隔δf＝Δch/M的约30％到40％，或对于示出的例子不超过约5GHz，该估计可具有足够的精确度。有利的是，这种噪音估计通过使用采样频率615来完成，该采样频率615在位于等距离的信道820，840等之间预先确定的最佳位置处的频率内，所述信道820，840等之间的最佳位置以更高精确度例如约1GHz或更少，因此导致合适的精确噪音估计，因而与现有技术相比能以增强的动态范围完成精确的OSNR监测。
虽然AWG用作色散元件101的实施例具有某些优点，色散元件101也可为例如体炫耀光栅、全息光栅、体相格栅。监控装置181可为离散的或阵列的光敏光电器件，包含但不局限于光电二极管和光热电子器件、或电荷耦合器件。开关330也可为机械的光开关、平面波导开关或MEMs开关。
总之，本发明提供一种光学性能监控器，用于能够精确监控输入光WDM信号的OSNR，以及监控OSNR的相关方法，所述光学主要部分可被单片集成到与光电二极管阵列相连接的单LPC芯片中，并且它们不具有可调滤波器，不需要相关的控制电路。使用与开关相结合的具有M个Vernier输入端口和J个输出端口的AWG，用于循环通过M个Vernier输入端口，以比使用单输入AWG几乎大M倍的频率在M倍密集频率栅格上可监控输入信号，同时提供增强的OSNR监控性能。
当然不脱离本发明的宗旨和范围内还可设想许多的其它实施例。
权利要求
1.一种光学性能监控器，用于监控包括多条WDM信道的输入光信号的OSNR，所述WDM信道具有以信道频率间距Δch均匀分布的信道中心频率，所述光学性能监控器包括色散元件，包括M个输入端口和J个输出端口，其中M＞2且J＞2，控制装置，用于接收输入光信号以将所述输入信号顺序地光耦合入M个输入端口中的每一个输入端口；光电探测器装置，所述光电探测器装置与J个输出端口光耦合，用于在输入信号被耦合入M个输入端口中的任一端口时提供与J个输出端口的每一个端口中光功率相关的电信号；以及处理装置，用于根据由所述光电探测器装置提供的电信号确定输入光信号的OSNR；其中色散元件用于根据各自输入和输出端口的位置以不同中心频率将各个输入端口与各个输出端口的光耦合，用于在输入光依序被耦合入M个输入端口时以多个中心频率对输入光信号中的光谱进行采样，其中所述的J个输出端口被配置成用于以第一组J个中心频率将光耦合至M个输入端口中之一，所述中心频率以频率间距Δch被均匀分布以及以信道间距Δch的预定分数偏离信道频率，用于检测在WDM信道间的光噪级别；其中M个输入端口被配置成用于以第二组M个中心频率将光耦合至J个输出端口中之一，其中所述中心频率以至少2Δch/M间隔，以及，其中色散元件的特征在于空间色散特征依赖于输入端口而变化，以及其中多个中心频率包括一个至少M个连续的中心频率的序列，其中因输入端口依赖于色散元件的空间色散特征，相邻中心频率之间频率间距以大于预定值而变化。
2.依据权利要求1的所述的光学性能监控器，其中将所述的处理装置编程用于在输入光信号被耦合入M个输入端口中之一时，根据从光电探测器接收的电信号确定至少一个WDM信道的噪声值，以及在输入光信号被依序耦合入M个输入端口中其余M-1个时，根据从J个光电探测器接收的电信号使用数据处理算法确定至少一个WDM信道的光信号功率。
3.依据权利要求1的所述的光学性能监控器，其中M个输入端口被配置成使第二M个中心频率被绘制在以Δch/M间隔开的M个采样频率的周期序列上，通过将一个或多个第二M个中心频率以间距Δch或其谐波偏移信道频率。
4.依据权利要求3的所述的光学性能监控器，其中所述第二组M个采样频率在小于两个信道频率间距Δch的频率范围内。
5.依据权利要求1的所述的光学性能监控器，其中信道间距Δch的预定分数在Δch/2-a和Δch/2+a之间，其中a为预定频率容差参数。
6.依据权利要求1至5中任何一项所述的光学性能监控器，还包括温度控制器，用于通过控制色散元件的温度以在WDM信道之间的预定光谱位置校准第一J个中心频率。
7.依据权利要求1至5中任何一项所述的光学性能监控器，其中色散元件包括AWG。
8.一种用于监控输入光信号的OSNR的方法，所述输入光信号包括具有信道中心频率的多条WDM信道，所述信道中心频率以频率间距Δch被均匀分布，所述方法包括步骤a)提供包括M个输入端口和J个输出端口的色散元件，其中M＞2且J＞2；b)配置J个输出端口用于以第一组J个中心频率将光耦合至M个输入端口中被选择的一个，所述中心频率以频率间距Δch被均匀分布，并且从信道频率偏离Δch/2；c)配置M个输入端口，用于以J×(M-1)个不同中心频率耦合至J个输出端口，以使在操作中以由至少2Δch/M间隔开的第二组中心频率将J个输出端口中之一耦合至M个输入端口中的每一个端口；d)将输入光信号耦合入色散元件的M个输入端口中所述被选择的一个；e)使用光探测器在J个输出端口中的每个中探测光功率，以获得J个功率读数且将它们存储在存储器单元；f)依序将输入光信号耦合入色散元件中的其余M个输入端口中的每一个，每次重复步骤(e)；g)处理使用输入光信号获得的功率读数，所述输入光信号被耦合入M个输入端口中所述被选择的一个，以确定用于至少一个WDM信道的光噪声值；h)处理使用输入光信号获得的存储的功率读数，所述输入光信号被耦合入M个输入端口中其余部分，以确定用于至少一个WDM信道的光信号值；以及，i)使用在步骤(g)和(h)中获得的各自光信号和噪声值，计算用于至少一个WDM信道的OSNR值。
9.依据权利要求8所述的用于监控OSNR的方法，其中步骤(c)包括定位M个输入端口，通过将第二组M个中心频率中的一个或多个以间距Δch或其谐波偏移信道频率，以使第二M个中心频率可被绘制在周期系列的M个采样频率上，所述M个采样频率以Δch/M间隔开。
10.依据权利要求8或9的用于监控OSNR的方法，其中色散元件包括AWG。
11.依据权利要求8或9的用于监控OSNR的方法，还包括以下步骤使用预定查找表，识别在步骤(f)获得的功率读数，所述功率读数与至少一个WDM信道相关联，其中步骤(h)包括使用峰识别算法，根据与至少一个WDM信道相关联的功率读数确定光信号值。
全文摘要
提供一种用于监控WDM光信号的OSNR的光学性能监控器，其中具有多个Vernier输入端口的多路阵列波导光栅(AWG)被设置在光开关和光二极管阵列之间，被耦合至AWG的输出端口。在工作中，光开关依序将输入光信号提供入各个Vernier端口，以及将光二极管检测的信号存储在存储器单元。该装置能够以步进频率监控WDM信号的OSNR，所述步进频率比AWG通频带间的频率间隔小M倍，同时通过提供准确的噪声采样来完成增强的动态范围内的OSNR监控。
文档编号H04J14/02GK1835420SQ20061005717
公开日2006年9月20日 申请日期2006年3月13日 优先权日2005年3月11日
发明者沈金熙 申请人:Jds尤尼弗思公司