专利名称：：多载波数据接收方法、多载波调制装置及多载波调制系统的制作方法
技术领域：
：本发明涉及一种多载波调制接收器，特别是涉及一种消除多载波调制接收器的符号间与载波间干扰的方法。
背景技术：
：多载波调制技术(multi-carriermodulation，MCM)是广泛地用于高速数据通讯的一种调制技术，其分为两种调制方式正交频分复用(OrthogonalFrequencyDivisionMultiplexing，OFDM)与离散多音频(DiscreteMulti-Tone，DMT)。OFDM目前用于无线局域网络标准IEEE802.11a与802.11g，而DMT则用于非对称数字用户回路(asymmetricaldigitalsubscriberline，ADSL)标准。本发明的实施例是以DMT系统做说明，但本发明所属
技术领域：
的技术人员将了解本发明的方法亦可应用于一般MCM系统。DMT传输器是利用彼此互相正交的多个音频(tone，或称为子载波，sub-carrier，为弦波)。依据某一种调制方式，每个音频可以携带多位的数据，例如是4点正交幅度调制(4-pointquadratureamplitudemodulation，4-QAM，可携带2位的信息)、16点正交幅度调制(16-pointquadratureamplitudemodulation，16-QAM，可携带4位的信息)、64点正交幅度调制(64-pointquadratureamplitudemodulation，64-QAM，可携带6位的信息)等等。由所有音频所提供的总位负载量，决定一个DMT符号所携带的总数据位数。例如，若有255个音频，且每个音频使用16-QAM，则一个DMT符号所携带的数据总数则为255×4＝1020位，DMT传输以帧(frame)作为基础。每个帧皆包括数据位串流的区块，而数据位串流的长度等于一DMT符号所携带的总位数。例如，若每个DMT符号携带1020位，则由传输器所传送的数据会被分为多个区块，每个区块具有1020个位，且每一DMT符号携带一个区块。图1示出了一传统DMT传输器1000的方块图。其包含一串进并出(串行输入/并列输出，serial-inparallel-out，SIPO)缓冲器1100，用来将数据位串流(一个DMT符号所携带的)的一区块转换成N个平行数据层(paralleldatabank)，以0，1，2至N-1标示。此N层的每个入口(entry)被后来的正交幅度调制(quadratureamplitudemodulation，QAM)映像单元1200，映像至相对应的QAM星象点(constellationpoint)，产生N个复数(complex，频率域)数据，以0，1，2至N-1标示。星象图(constellationdiagram)为一数字调制方式在复数平面上的表示图。星象图上的数个点称为星相点。星象点为调制符号的集合，此集合包括一调制字母表(modulationalphabet)。例如，若一音频5(tonenumber5)使用4-QAM来携带两位的信息，则QAM映像单元1200将此两位输入数据映像至此四个星象点，1+j，1-j，-1+j，-1-j，之一。N点反快速傅里叶转换(InverseFastFourierTransform，IFFT)1300用来将此N个由QAM映像单元1200所输出的复数数据，转换成N个时间域(Timedomain)的取样点，接着，IFFT所输出的最后N_CP个时间域的取样点将会被复制一份至此N个取样点的开端，形成N+N_CP个时间域取样点，以0，1，2至N+N_CP-1标示。此N_CP的取样点称为对应IFFT帧(IFFTframe)的循环前缀(cycleprefix，CP)。之后的并进串出(并列输入/串行输出，parallel-inserial-out，PISO)缓冲器1500将此N+N_CP个时间域取样点转换成N+N_CP个串行数据。此N+N_CP个串行数据被数字模拟转换器(digital-analogconverter，DAC)1600转换成模拟电压。放大器1700放大由DAC1600的输出数据，使其适合以通讯媒介2020(例如是电话线)来传输。此N+N_CP个串行数据构成一DMT符号，此DMT符号携带整体信息的某一区块。图2示出了两个连续DMT符号的结构图。如图所示，由IFFT所输出的数据，其最后的N_CP数据(第一个区块)，被复制到第一个DMT符号的开端作为循环前缀。同样地，由IFFT所输出的数据，其最后的N_CP数据(第二个区块)，被复制到第二个DMT符号的开端作为循环前缀。然而，循环前缀提供一保护区间(guardinterval)，保护区间用来作为两个连续DMT符号间的缓冲。倘若没有保护区间，第一个DMT符号所携带的信息，会漏到第二个DMT符号，由于实际的通讯信道，其脉冲反应时间为非零长度，当此二连续DMT符号以通讯信道2020传输时，会产生干扰。当所使用的CP的长度大于此通讯信道的脉冲反应时间时，第一个DMT符号所携带的漏失信息可以控制在两DMT符号间的保护区间。然而，此CP为此系统的额外信息(overhead)，较长的CP虽使此系统能容忍通讯信道中较大的信息漏失，但其代价是较低的数据传输量(datathroughput)。图3示出了传统的DMT接收器的方块图。接收器接收由通讯信道2020传送而来的信息，称为接收信息。此接收信息被放大器2050放大，然后由一滤波器2100进行滤波，并接着被模拟数字转换器(analog-digitalconverter，ADC)2200转换成数字取样点。如上所述，由于DMT符号的信息漏失必须位于保护区间的内，所以，传输器的循环前缀须大于通讯信道2020的脉冲响应长度。然而实际上，因为CP通常都不够长(否则将牺牲过高的数据传输量)，通讯信道的脉冲响应可能较CP长。因此，时间域均衡器(time-domainequalizer，TEQ)2300常被使用。TEQ2300为一有限脉冲响应(finiteimpulseresponse，FIR)滤波器，其目的在于减短通讯信道的脉冲响应时间，使得DMT符号的信息漏失可以控制在保护区间内。由TEQ2300的输出数据，可检测到两连续DMT符号的帧边界。TEQ2300的输出数据被SIPO2400转换成时间域取样点的连续区块。每个区块包括N+N_CP个时间域取样点，以0，1，2至N+N_CP-1标示。在每个帧中，与保护区间中的取样点相关之前N_CP个取样点，被之后的CP清除器2500清除，而得到N个取样点，以0，1，2至N-1标示。此N个时间域取样点被此N点快速傅里叶转换(fastFouriertransform，FFT)2600转换成N个频率域取样点。在理想情况下，我们希望FFT2600所输出的N个频率域取样点，能够刚好与图1所示的传输器中的IFFT1300的输入讯号的N点个频率域数据相符。但由于通讯信道的关系，每个子载波的振幅与相位会改变，因此接收器的频率域取样点无法准确地符合在传输器的频率域取样点。频率域均衡器(frequency-domainequalizer，FEQ)2700用以使频率域取样点均等，即在各音频基础(per-tonebasis)上，独立地校正每个音频的振幅与相位的变化。进行频率域均衡(frequencyequalization)之后，切片器(slicer)2750用以决定传输器原本对每个音频所使用的最可能星象点。例如，若FEQ2700对音频5的输出数据为0.9+1.1j，则切片器2750决定此传输器原本对音频5的最可能星象点为1+1j，其中音频5使用4-QAM来携带两位信息。当此切片器对每个音频作一最可能决定时，此切片器为一“决策组件”的实施例。切片器2750的输出数据被之后的QAM反向映像器(QAMde-mapper)2800映像至N个数据层。此N个数据层由PISO2900转换回至数据位串流的一区块，理想上会与传输器中，输入SIPO1100的数据位串流的区块相符。为有效地减短通讯信道的有效脉冲响应的长度，许多用以计算TEQ系数的算法被提出，包括最小均方差法(minimummeansquareerror，MMSE)、最大讯噪比降低法(maximumshorteningsignal-noiseratio，MSSNR)与最大位率法(maximumbitrate，MBR)。在这些方法中，MBR的效果最佳，但其计算复杂度太高，以致于难以应用在商用的MCM接收器。在许多情况下，以上的算法在实际应用上，均无法完整地将DMT符号的信息漏失控制在保护区间中(即下一个DMT符号的CP)。在如此情况下，一DMT符号会干扰下一DMT符号。此现象称作符号间干扰(inter-symbolinterference，ISI)。当通讯信道的脉冲响应的长度超过CP的长度时，DMT符号会无法在其保护区间内(即此DMT符号的CP部分)实现稳态，换言之，仍然有些不稳情况发生在有效部分。DMT调制，即MCM的特例，是依靠载波的正交性来传送信息，两音频间的正交性仅形成于彼此都在稳态的情况下，即两音频皆为纯正弦波的情况下。只要DMT符号在其保护区间无法达成稳态，DMT符号的音频间的正交性便无法实现，导致其所使用的任意两音频所携带的信息发生耦合。此现象称作载波间干扰(inter-carrierinterference，ICI)。一个降低ISI与ICI的方法是使用多个时间域均衡器(TEQ)。例如，如图4所示的双时间域均衡器(dual-TEQ)结构。此接收器将此数个音频分为两组，并使用第一时间域均衡器TEQ1与第二时间域均衡器TEQ2。TEQ1与TEQ2均进行最佳化，以分别将所对应的两组音频的ISI与ICI最小化，每个TEQ输出数据是各自在FFT转换为频率域取样点。在一各音频基础上，此接收器决定此二路径的输出数据中，哪个产生较佳讯噪比(signal-noiseratio，SNR)。一旦决定出每个音频的较佳路径，由此路径的输出数据即在之后的FEQ进行均衡。此种接收器架构的缺点是其硬件成本非常高。另一个降低ISI与ICI的办法为使用各音频频率域均衡器(per-tonefrequencydomainequalizer，PTFEQ)，如图5所示。此设计的原理为在FFT的输出数据的频率域上，用多个分接的延迟线(delayline)5010来取代TEQ。然而对于一商用MCM接收器而言，其硬件成本仍然过高。
发明内容有鉴于此，本发明的目的之一在于提供一种方法、装置及系统，将MCM接收器的符号间干扰(inter-symbolinterference，ISI)与载波间干扰(inter-carrierinterference，ICI)最小化或消除。在本发明的实施例中，由IFFT所输出的音频被区分为两个子集合，第一子集合具有可忽略的ISI与ICI，而第二子集合则需要ISI与ICI消除(ISI/ICIcancellation)，以增进效能。对于第一子集合中的音频，则进行传统的频率域均衡(frequency-domainequalization，FEQ)，其利用一频率域均衡将原始决策(rawdecision)讯号均衡处理后，得到软式决策(softdecision)讯号。对于第二子集合的音频，则进行FEQ以及ICI与ISI消除。该均衡处理及干扰消除方法，是由第二子集合的音频中，选择出一些音频，形成一第三子集合与第四子集合，分别对第三子集合的音频，进行ICI消除及对第四子集合，进行ISI消除。依据本发明的一实施例中，第一子集合、第二子集合、第三子集合(从第二子集合中选出)、第四子集合(从第二子集合中选出)的选择，是基于对于通讯信道上的频率响应的检验。第一子集合的音频通常位于通讯信道的响应变化平顺的频率范围。第二子集合的音频通常位于通讯信道的频率响应剧烈转折的频率范围附近，对于第二子集合的每个音频，每个音频的FEQ与IC系数是由将某一特定音频的硬式决策与软式决策的误差的平均平方根最小化而得。为使本发明的上述目的、特征、和优点能更明显易懂，下文特举一较佳实施例，并结合附图详细说明如下。图1示出了传统离散多音频(DiscreteMulti-Tone，DMT)传输器的方块图。图2示出了两连续DMT符号。图3示出了传统DMT接收器的方块图。图4示出了传统双路径时间域均衡器(TEQ)结构。图5示出了传统各频频率域均衡器(PTFEQ)结构。图6示出了本发明实施例的包括频率域均衡器/干扰消除器/切片器的DMT接收器的方块图。图7示出了本发明实施例的频率域均衡器/干扰消除器/切片器的方块图。图8示出了本发明实施例的频率域均衡器/干扰消除器的功能示意图。图9示出了本发明实施例的运算方法的流程图。附图符号说明2020通讯信道2050放大器2100滤波器2200模拟数字转换器2300时间域均衡器2400串进并出缓冲器2500循环前缀消除单元2600、2700N点快速傅里叶转换2710频率域均衡器/干扰消除器/切片器2730频率域均衡器/干扰消除器2750、9500切片器2800正交幅度调制反向映像器2900并进串出缓冲器8200音频选择方块8300第一子集合8500第二子集合9210所有音频的原始决策9220子集合A的音频n的ICI选择器9230子集合M(n)的原始决策9240、9130、9360内积方块9250子集合M(n)的音频和音频n间的耦合系数9110子集合A的音频n的原始决策9120子集合A的音频n的FEQ系数9400加法器9420符号k的音频n的软式决策9310所有音频的硬式决策9320延迟缓冲器9330前一个符号的所有音频的硬式决策9340子集合A的音频n的ISI选择器9350前一个符号的子集合P(n)的音频的硬式决策9370目前符号的音频n与前一个符号的子集合P(n)的音频间的耦合系数9500切片器9530符号k的音频n的一星象点的硬式决策具体实施方式本发明是关于MCM接收器中的符号间干扰(inter-symbolinterference，ISI)与载波间干扰(inter-carrierinterference，ICI)的消除。本发明的实施例为本发明的最佳实施例，然而本发明亦可以不同方式来实现，并且本发明不限定下述的特定实施例。首先，将通讯信道2020的有效脉冲响应以一有限脉冲响应(finiteimpulseresponse，FIR)滤波器表示，此FIR具有Lp个分流之前导(precursor)与Lc个分流之后导(postcursor)。以下数学表示法来表示此有效脉冲响应在接收器端，由于此有效脉冲响应的后导，一离散多音频(discretemulti-tone，DMT)符号会被其之前的符号影响；且由于此前导，DMT符号亦会被其之后的符号影响。通常前导相对较短，且与总能量消耗相比较并不大，因此可以忽略。藉由人工调整符号边界，前导的效应会被控制在保护区间内，如此不会干扰到其之前的符号。本发明的实施例均使用目前DMT符号中的信息，及前一个符号的信息，来说明如何消除ISI与ICI的有害影响。图6示出了依照本发明实施例的DMT接收器2010的方块图，该接收器包含一放大器2050、一滤波器2100、一模拟数字转换器2200、时域均衡器2300、串进并出缓冲器2400、循环前缀消除单元2500、N点快速傅里叶转换单元2600、频率域均衡器/干扰消除器/切片器(frequencydomainequalizer/interferencecanceller/slicer，FEQ/IC/slicer)2710、正交幅度调制反向映像器2800及并进串出缓冲器。图7示出了FEQ/IC/slicer2710的方块图7000，包括频率域均衡器/干扰消除器(FEQ/IC)方块2730与切片器2750。在图7中，yn[k](n为0至N-1)代表对DMT符号k的N个时间域取样点7100，其中k＝1表示与第一个DMT符号，k＝2表示与第二个DMT符号，以此类推。N点FFT2700将时间域取样点yn[k]转换成频率域取样点Yn[k](n为0至N-1)，以7200表示，称Yn[k]为原始决策(rawdecision)。FEQ/IC方块2730处理频率域取样点7200，产生输出数据Vn[k](n为0至N-1)，称Vn[k]为软式决策(softdecision)7300。在FEQ/IC方块2730内的详细处理过程将以图8与图9于以下叙述。请再参考图7，软式决策7300被输入至切片器2750。切片器(或称决策组件)2750决定每一音频的最可能星象点，并产生输出数据Dn[k](n为0至N-1)，称之为硬式决策(harddecision)7400。由切片器2750输出的硬式决策被输入至QAM反向映射器2800，如图6所示出了。再回到图7，在本实施例中，硬式决策Dn[k](n为0至N-1)，以7400标示，被回授至FEQ/IC方块2730，其中此被回授的硬式决策7400用以消除DMT符号k或之后符号的干扰。图8示出了用于本发明实施例的FEQ/IC方块8000的功能示意图。在图8中，方块8100具有一DMT符号的所有音频，这些音频以0，1，2，3...N-1来标示。方块8100的所有音频被输入至音频选择方块8200，其中音频选择方块8200依据音频的干扰程度不同(即音频之间的正交程度)产生第一子集合8300与第二子集合8500，以下将详述之。第一子集合8300具有重要的音频，且这些音频的ISI与ICI可以忽略。这些音频的索引值形成一个未受影响的音频的子集合U，其中U＝{u1，u2，u3，...}。对于在第一子集合8300的每个音频，使用传统FEQ补偿在通讯信道2020传送这些音频的过程中，所产生的振幅与相位改变。以下数学表示式用以描述对第一子集合8300进行的FEQ运算Vn[k]=Yn[k]·Fn*,]]>forn∈U(式1)在式1中，Vn[k]表示软式决策7300，Yn[k]表示输入至FEQ/IC方块的原始决策7200。Fn为一复数缩放参数，亦为传统FEQ针对音频n的系数，而“*”表示复数的共轭符号。此数学表示式的含意为，藉由计算此原始决策与音频n的FEQ系数间的内积，得到关于子集合U的音频n的软式决策，其中，此集合U包括可以忽略ISI与ICI的重要音频。请再参考图8，音频选择方块8200亦选择第二子集合8500，第二子集合8500内的音频受到ISI与ICI显著的影响。第二子集合8500具有重要的音频，且这些音频的ISI与ICI较为显著，这些音频的索引值形成一个被影响的音频的子集合A，其中A＝{a1，a2，a3，...}。对于在第二子集合8500的每个音频，在方块8600中，传统FEQ补偿在通讯信道传送这些音频的过程中，所产生的振幅与相位改变。在实施例中，第三子集合的音频是由目前DMT符号中所选择出来，第三子集合用以消除在第二子集合8500中的ICI效应。另外，第四子集合的音频是由前一个DMT符号中选择出来，此前一个DMT符号为之前被FEQ/IC方块所接收并处理的一DMT符号。第四子集合用以消除在第二子集合8500中的ISI效应。在子集合A中，与音频n的ICI干扰消除相关的音频的索引值，形成此第三子集合M(n)，而与音频n的ISI干扰消除相关的音频的索引值，形成第四子集合P(n)。可用以下数学表示法来描述此FEQ/IC的运算Vn[k]=Yn[k]·Fn*-Σm∈M(n)Ym[k]·Cnm*-Σp∈P(n)Dp[k-1]·Snp*,]]>forn∈A式2其中对于式2，Vn[k]为对于在子集合A内的音频n的软式决策，Yn[k]为输入至FEQ/IC方块的原始决策。Fn*为复数缩放参数，其亦为传统针对音频n的FEQ的系数，且“*”表示复数的共轭符号。而音频的索引值与音频n的ICI干扰消除相关，且形成一子集合M(n)，换句话说，子集合M(n)包括音频n中无法忽略的ICI的错误音频。另外，音频的索引值与音频n的ISI干扰消除相关，且形成一子集合P(n)，换句话说，子集合P(n)包括产生音频n中无法忽略的ISI的错误音频。在此，Fn为一复数缩放参数，与传统针对音频n的FEQ的系数相似；Cnm为介于前一个DMT符号的音频m与目前DMT符号的音频n之间的耦合系数；Snp为介于前一个DMT符号的音频p与目前DMT符号的音频n之间的耦合系数；相同地，“*”表示复数的共轭符号。此数学表示式的含意为，关于子集合A的音频n的软式决策，是藉由计算原始决策与音频n的FEQ系数的内积，减去形成原始决策的向量与一ICI向量的内积，再减去形成硬式决策的向量与一ISI向量的内积而得到。其中子集合A包含被无法忽略的ISI/ICI影响的重要音频，此原始决策是与在子集合M(n)中的音频相关，此硬式决策是与在子集合P(n)中的音频相关，子集合P(n)是由前一个DMT符号而来。图9示出了依据本发明实施例的运算方法的流程图。在方块9100中，原始决策Yn[k]9110其子集合A的音频n，被输入至内积方块9130，子集合A中的音频n亦称为“受影响音频”。原始决策可以由例如图7中的N点FFT2700所提供。针对子集合A的音频n其相对应的FEQ系数9120亦输入至内积方块9130。FEQ系数Fn将于以下详述。内积方块9130输出一输出数据9410，其输出数据9410为原始决策9110其子集合A中的音频n，与该音频n其相对应的FEQ系数9120的内积，该输出数据9410以上述的式1计算出来。在方块9200中，所有的原始决策Yn[k]9210输入至一ICI选择器9220。该选择器用来选择原始决策Yn[k]9210中，其子集合A受ICI干扰的音频n，所选择出的音频n即成为子集合M(n)，亦称为关于音频n的ICI错误音频，其用来将ICI由音频n的原始决策中消除。这些音频以Ym1[k]，Ym2[k]，Ym3[k]...标示，其中m1，m2，m3等为子集合M(n)的音频的索引值。音频方块9230的音频被输入至内积方块9240。此外，音频n与子集合M(n)的音频之间其耦合系数，Cm，n1[k]，Cn，m2[k]，Cn，m3[k]...亦被输入至内积方块9240。而内积方块9240产生输出数据9260，输出数据9260即为子集合M(n)与耦合系数9250的内积。在方块9300中，所有音频的硬式决策Dn[k]9310被输入至延迟缓冲器9320中，硬式决策9310以D0[k]，D1[k]，D2[k]...来标示。在实施例中，所有音频的硬式决策9310为由切片器9500的输出数据9520回授而来，此输出数据为由前一个被接收的DMT符号而来。此外，所有音频的硬式决策9310可以包括由数个之前所接收的DMT符号而来的硬式决策。在实施例中，延迟缓冲器9320包括内存，以储存由前一个符号或前数个符号而来的所有音频的硬式决策9310。在音频方块9330中，前一个符号的所有音频的硬式决策，以D0[k-1]，D1[k-1]，D2[k-1]...标示，被输入至针对子集合A的音频n的ISI选择器9340。ISI选择器9340输出前一个符号的子集合P(n)的音频(受ISI干扰的音频)的硬式决策9350，以Dp1[k-1]，Dp2[k-1]，Dp3[k-1]...标示，至内积方块9360。此外，目前符号的音频n与前一个符号的子集合P(n)的音频之间，其耦合系数9370被输入至内积方块9360。而内积方块9360输出一输出数据9430，此输出数据9430即为P(n)9350与耦合系数9370的内积。加法器9400接收由内积方块9130的输出数据9410、由内积方块9240的输出数据9260，与由内积方块9360的输出数据9430。加法器9400产生一软式决策，即输出数据9420，以Vn[k]标示。在实施例中，输出数据Vn[k]表示在进行完FEQ、消除在音频n的ICI与ISI之后，所得到关于符号k的音频n的软式决策。本领域的技术人员可了解，对于数个音频中的每个音频n，可以产生类似上述一特定符号的输出数据。在各种实施例中，由加法器9400的输出数据是以上述式2表示的。加法器9400的输出数据9510被输入至切片器9500。切片器9500的输出数据9520为一硬式决策9530，以Dn[k]标示，表示关于符号k的音频n的一星象点的硬式决策。以下将分别说明在本发明的实施例中的三个准则。此三个准则分别为1.选择第一子集合，即子集合U内的“未受影响音频”，的一般准则。2.选择第二子集合，即子集合A内的“受影响音频”，的一般准则。以及3.选择子集合M(n)、关于音频n的ICI错误音频、子集合P(n)、关于音频n的ISI错误音频的一般准则，其中音频n为任意一个受影响音频。在实施例中，是以模拟来决定哪些音频的ISI与ICI可以忽略，哪些音频的ISI与ICI的影响较显著。对于每一受ISI与ICI影响，因此需要进行ISI与ICI干扰消除的音频，必须进行一判断动作，以选择出造成ISI与ICI的主要音频。在实施例中，针对效能与实现成本间的平衡，作一决定，以下准则亦用于如何将音频归类成以上各个子集合。1.通常发生较强干扰的音频，其受到通讯信道的讯号衰减的影响较小。一般而言，低频率的音频受到的干扰较高频率音频为多。这是因为低频率音频受到通讯信道的讯号衰减影响通常比较小。由于在接收器接收时，低频率音频较强，因此其干扰也大于其它音频。2.当通讯信道的频率响应具有剧烈转折时，干扰通常很强烈。3.通常仅有高讯噪比(SNR)的音频需要消除ISI与ICI。对于讯噪比较低的音频，进行ISI与ICI干扰消除是不合理的，这是因为来自其它原因的噪声，例如热噪声(thermalnoise)，通常远比ISI与ICI大。4.相邻音频及与空音频互相耦合所产生的干扰通常是最强烈的。以下使用ADSL的范例包括用以描述上述准则的使用方法，并非用以限制本发明。然而本领域的技术人员可了解此范例所描述的准则可适用于所有MCM系统。首先，检测通讯信道的频率响应。ADSL使用一种结构，称作频率域双工器(frequencydomainduplex，FDD)，其原理为，于同一传输线上，同时传送上传串流与下载串流。下载串流为从中央端至客户端的讯号传输。藉由使用两非重迭(或轻微重迭)的频带，包括一个对应下载串流的频带与另一对应上传串流的频带，FDD可实现同时进行双向传输。例如，下载串流使用的频率范围为音频40至255，而上传串流使用的频率范围为音频5至32。在客户端的接收器中，截止区大约位于音频36的高通滤波器通常用以将下载串流讯号与上传串流讯号分开，此上传串流是由客户端装置的传输器漏到接收器的。在此情况下，下载串流的通讯信道的频率响应在音频36处会有强烈的转折。无论何时在通讯信道的频率响应发生剧烈转折，此剧烈转折附近的音频都会发生一明显的耦合现象。且通常在相邻音频与空音频中的耦合现象会是最强烈的。在此情况下，可以选择子集合A＝{40，41，42，...，59}，其中子集合A是与最靠近此剧烈转折且具有最低频率的20个音频相关。而子集合U＝{60，61，62，...，255}，其中子集合U与最远离此剧烈转折且具有最高频率的音频相关(使得SNR足够低，且因此消除ISI与ICI的效果不大)。对于在A中的每个音频，通常选择其对称音频(imagetone)、数个相邻音频与其对称音频，与数个空音频与其对称音频，以消除ICI。例如对于音频40(n＝40)而言，可以选择子集合M(40)＝{35，36，37，38，39，41，42，N-42，N-41，N-40，N-39，N-38，N-37，N-36，N-35}。在此，选择音频40的对称音频N-40，四个相邻音频38、39、41、42与其对称音频N-38、N-39、N-41、N-42，和三个空音频35、36、37，以及其对称音频N-35、N-36、N-37。注意音频35、36、37称为空音频，是因为这些音频不是用于上传串流，亦非用于下载串流。然而，由于在这些音频附近的频率响应有一剧烈转折发生，因此许多有效信息被耦合至这些音频，因此仍需消除关于这些空音频的ICI。而且这些空音频为低频率音频，受通讯信道的衰减影响较小，因此在接收器所接收到的音频中是相对强烈的。注意音频n的对称音频为音频N-n(对ADSL而言，n为512)。为进行ISI干扰消除而选择的子集合，与为进行ICI干扰消除而选择的子集合类似。通常选择相同音频n(但是从前一DMT符号而来的)，音频n的对称音频，数个相邻音频，以及相邻音频的对称音频。例如，对于音频40，可以选择子集合P(40)＝{35，36，37，38，39，41，42，N-42，N-41，N-40，N-39，N-38，N-37，N-36，N-35}。在此，我们选择相同音频40，与其对应音频N-40，四个相邻音频38、39、41、42与其对称音频N-38、N-39、N-41、N-42，和三个空音频35、36、37，以及其对称音频N-35、N-36、N-37。注意音频35、36、37称为空音频，是因为这些音频不是用于上传串流，亦非用于下载串流。由于在这些音频附近的频率响应有一剧烈转折发生，因此许多有效信息被耦合至这些音频。然而，因为没有讯号在其中，所以从决策组件而来之前一个符号皆为零。因此在前述范例的子集合P(40)中的音频35、36与37为零。注意针对消除ICI或ISI所选择的邻近音频的号码可以是不一样的。通常在频率响应的剧烈转折附近的音频，或较低频率的音频，需要更多邻近的音频，以消除ICI与ISI。例如，对于音频40，可能需要四个邻近音频，以进行ICI与ISI干扰消除。但对于音频59，可能仅需要两个邻近音频，因为音频40较接近此剧烈转折，受ICI与ISI影响较为严重，且具有较高SNR。依照上述准则，一旦系统双工结构与通讯信道的一般特性为已知，即可以选择出子集合U、A、M(n)与P(n)的音频。因此，可以将子集合的选择预先储存于一查阅表中(look-uptable)。对于子集合A的音频n，选择FEQ系数Fn、ICI耦合系数Cnm与ISI耦合系数Snp，使得其软式决策Vn[k]与硬式决策Dn[k]间的平均方差最小化。在传统
技术领域：
中，为得到这些系数所用的方法十分常见，例如，使用最小均方法(leastmeansquare，LMS)或递归最小平方法(recursiveleastsquare，RLS)。例如，当使用LMS时，使用下列递归方程式，适应性地调整系数FnFn(k+1)=Fn(k)+μ·(Dn[k]-Vn[k])*·Yn[k]]]>Cnm(k+1)=Cnm(k)+μ·(Dn[k]-Vn[k])*·Yn[k]]]>Snp(k+1)=Snp(k)+μ·(Dn[k]-Vn[k])*·Dp[k-1]]]>forninA，minM(n)，andpinP(n)在此，上标“(k)”表示目前DMT符号的系数的目前值，上标“(k+1)”表示下一个DMT符号的更新值，μ为适应性参数。上述ISI干扰消除是使用由切片器产生的硬式决策。然而，有时我们亦可使用其它决定，例如在某些情况下，MCM系统具有一训练阶段(trainingphase)，在此训练阶段期间，接收器已得知由传输器而来的确定的DMT符号。在此情况下，针对每个音频，可以使用精确的、已知的星象点，来取代对应的硬式决策。而且，一些MCM系统使用先进的前向错误校正结构(forwarderrorcorrectionscheme)，例如是trelliscodemodulation，来改善检测DMT符号的效能。在此情况下，可以使用由相关译码器，例如是Viterbi译码器，而来的检测结果来取代此硬式决策。到目前为止，已详述前一DMT符号的ISI干扰消除。对于本领域的技术人员而言，亦可以将其推广至消除多于一个先前的DMT符号的ISI。一般来说，对于子集合A的音频n而言，为消除由符号k-p(p表示先前，p为一正整数)至符号k的ISI，首先依据上述规则(在频率响应的剧烈转折、邻近音频、空音频等等)选择一组音频。当计算软式决策时，需要减去数个音频的硬式决策所形成的向量与一ISI向量的内积，这些音频是与p个较早的DMT符号的子集合相关。当然此ISI向量是与p的值相关。在ISI向量间的系数亦可以使用LMS法得到。然而在实际应用上，不需要考虑多于一个DMT符号的ISI。在以上说明中，藉由减去原始决策Ym[k]与ICI系数Cnm间的内积，可以消除音频m与音频n间的耦合效应。然而原始决策本身的噪声很多，且当进行ICI方法时，噪声会传递至音频n。相反的，软式决策的噪声较原始决策少，而硬式决策的噪声更少于软式决策的噪声。一旦软式决策为已知，由切片器输出的硬式决策通常亦为已知。然而，前述的Viterbi译码器的先进硬式决策(advancedharddecision)并不一定为已知。只要针对目前DMT符号的软式决策，或甚至硬式决策为已知，可使用它们来进行ICI干扰消除。例如，首先进行针对音频40的FEQ与IC。此时，软式决策与硬式决策尚未为已知，因此只能使用原始决策。在针对音频40的FEQ与IC之后，针对音频40的软式决策与硬式决策为已知。因此，从现在开始，当欲消除音频40的ICI，需使用软式决策与硬式决策，而不是原始决策。然而，在错误音频与受影响音频间的软式决策与硬式决策的耦合系数，与在错误音频与受影响音频间的原始决策的耦合系数不同。但两者互为正比关系，且比例常数即为错误音频的FEQ系数。对于在子集合A的每个音频，在针对音频进行FEQ与IC时，硬式决策与软式决策为已知的音频，形成一子集合Q(n)。可以改善FEQ与IC的方法，以数学表示式描述如下Vn[k]=Yn[k]·Fn*-Σq∈Q(n)Dq[k]·Cnp*-Σm∈M(n)-Q(n)Ym[k]·Cnm*-Σp∈P(n)Dp[k-1]·Snp*]]>forn∈A式3上述算法的含意为对于子集合A的音频n，其软式决策等于音频n的原始决策与FEQ系数间的内积，减去由与子集合(n)内的音频相关的硬式决策(若硬式决策非已知，则使用软式决策)所形成的向量，以及一ICI向量的内积，再减去与在子集合M(n)内，且不在子集合Q(n)内的音频相关的原始决策所形成的向量，以及一ICI向量的内积，再减去与在子集合P(n)内的音频相关的硬式决策所形成的向量，以及一ISI向量的内积。综上所述，虽然本发明已以一较佳实施例披露如上，然其并非用以限定本发明。本领域的技术人员在不脱离本发明的精神和范围的前提下可作各种的更动与润饰。因此，本发明的保护范围以本发明的权利要求为准。权利要求1.一种多载波数据的接收方法，该接收方法包括接收多个频率域数据区块，其中，该频率域数据区块包括N个元素；在该N个元素中选择出一第一子集合以及一第二子集合；对该第一子集合的每一元素进行频率域均衡；以及对该第二子集合的每一元素进行频率域均衡与干扰消除。2.如权利要求1所述的接收方法，该频率域均衡的步骤还包括将该频率域数据区块中的该元素与一相对应的均衡系数相乘。3.如权利要求1所述的接收方法，其中，该干扰消除的步骤还包括自该第二子集合中选择出一第三子集合，并进行一载波间干扰(ICI)消除；以及自该第二子集合中选择出一第四子集合，并进行一符号间干扰消除。4.如权利要求3所述的接收方法，其中，该载波间干扰消除的步骤还包括将第三子集合中的每个元素与一相对应的载波间耦合系数相乘；以及将所有相乘运算结果加总。5.如权利要求3所述的接收方法，其中，该符号间干扰消除的步骤还包括将第四子集合中的元素与相对应的一载波间耦合系数相乘；以及将所有相乘运算结果加总。6.如权利要求2所述的接收方法，其中，该频率域均衡的步骤还包括将每个元素进行频率域均衡后，产生一决策值；以及依据该决策值，调整该均衡系数。7.如权利要求3所述的接收方法，还包括在进行频率域均衡与干扰消除后，产生一决策值；以及依据该决策值，调整该载波间耦合系数与该符号间耦合系数中至少其一。8.一接收装置，包括一干扰消除器，用来接收多个音频讯号并输出一决策值，该干扰消除器包括一音频选择器，用来将该多个音频讯号选择出一第一子集合与一第二子集合；以及一运算单元，用来对该第一子集合的每一元素进行频率域均衡，以及用来对该第二子集合的每一元素进行频率域均衡与干扰消除。9.如权利要求8所述的接收装置，其中，该运算单元依据该第二子集合以产生一第一决策讯号，该接收装置还包括一决策组件，耦接至该干扰消除器，用来依据该第一决策讯号以产生一组星相点，该组星相点为一第二决策讯号。10.如权利要求9所述的接收装置，还包括一回路，用来将该第二决策讯号输入至该干扰消除器。11.如权利要求10所述的接收装置，其中，该干扰消除器用来依据该第二决策讯号，产生该第一决策讯号。12.如权利要求9所述的接收装置，还包括一译码器，耦接至该干扰消除器，用来针对该干扰消除器的输出数据，进行前向错误校正。13.如权利要求8所述的接收装置，其中，该音频选择器依据该多个音频讯号的干扰程度来将该多个音频讯号选择出一第一子集合与一第二子集合。14.一种多载波调制系统，包括一传输器，用以产生一多载波调制讯号，该多载波调制讯号具有多个音频，所述音频用以传送信息；一通讯信道，耦接至该传输器，具有一频率响应，该通讯信道用以传输该多载波调制讯号；以及一接收器，耦接至该通讯信道，包括一干扰消除器，用以依据来自该通讯信道的该多载波调制讯号，以产生一第一子集合与一第二子集合；以及一运算单元，用来对该第一子集合的每一元素进行频率域均衡，以及用来对该第二子集合的每一元素进行频率域均衡与干扰消除。15.如权利要求14所述的系统，其中，该第一子集合包括实质上远离两非重迭频带间的一转换频带的多个音频、或包括实质上远离该通讯信道的频率响应中的一转换边界的多个音频。16.如权利要求14所述的系统，其中，该第二子集合包括实质上靠近两非重迭频带间的一转换频带的一个或多个音频、或包括实质上靠近该通讯信道的频率响应中的一转换边界的一个或多个音频。17.如权利要求14所述的系统，其中，该第一子集合的音频彼此实质上正交，该第二子集合的音频彼此实质上不正交。全文摘要一种多载波调制接收器，利用数个音频来传送数据。在数个音频中，决定出第一子集合与第二子集合。第一子集合的音频具有可忽略的符号间干扰与载波间干扰。而第二子集合的音频则需要进行ISI与ICI消除。对于在第一子集合的音频，进行传统的频率域均衡，由数个原始决策中得到数个软式决策。对于在第二子集合的音频，进行FEQ及ISI与ICI消除。由第二子集合的音频中，选出一些音频，形成一第三子集合与第四子集合。对第三子集合的音频，进行ICI消除。对第四子集合，进行ISI消除。第一子集合、第二子集合、第三子集合(从第二子集合中所挑选)、第四子集合(从第二子集合中所挑选)的选择，基于对于通讯信道上的频率响应的检验。文档编号H04L25/03GK1917495SQ20061010854公开日2007年2月21日申请日期2006年7月21日优先权日2005年7月21日发明者林嘉亮,叶恒诚,李政宪申请人:瑞昱半导体股份有限公司