一种多载波数字移动多媒体广播的数字信息传输方法

专利名称：一种多载波数字移动多媒体广播的数字信息传输方法
技术领域：
本发明涉及数字信息传输技术领域，特别涉及数字多媒体广播的信息传输方法。

背景技术：
无线通信广播除了覆盖面广、节目容量大之外，最大的特点就是具有广播性，一点对多点、一点对面，在低成本条件下具有较高传输带宽。因此，无线通信广播作为信息通信业的一个重要组成部分，在国家信息基础设施建设、实现普遍服务和国家信息安全战略中具有重要地位。
经过多年的研究和发展，数字无线广播已经取得了很多成果，达到了实用阶段，目前世界上主要有四种无线数字电视广播标准 1)数字视频广播(Digital Video Broadcasting，即DVB)系列标准DVB是由欧洲通信标准组织(European Telecommunications StandardsInstitute，即ETSI)提出的。欧洲在1993年停止了数模混合制式电视系统的研究后，开始了数字电视广播系统的研究，并先后颁布了数字视频卫星广播(Digital Video Broadcasting-Satellite，即DVB-S)、数字视频有线广播(Digital Video Broadcasting-Cable，即DVB-C)、数字视频地面广播(Digital Video Broadcasting-Terrestrial，即DVB-T)标准和以DVB-T为基础发展出来的数字电视手持广播(Digital VideoBroadcasting-Handheld，即DVB-H)标准。
上述标准中的DVB-S标准采用单载波QPSK调制方式，采用级联的卷积码与RS码、作为信道编码、采用伪随机比特序列(Pseudo Random BitSequence，即PRBS)进行扰码，使用无线卫星链路，仅适用于固定接收系统，不适用于移动终端设备。DVB-T标准采用多载波正交频分复用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，即OFDM)调制技术和级联的卷积码与RS码的编码技术，适用于开路地面传输，但支持的移动速度较低。DVB-H系统随为了移动和手持进行了优化，但由于受到DVB-T编码、调制技术的的局限，优化并不充分。
2)美国ATSC标准 美国的ATSC标准是先进电视制式委员会(Advanced Television SystemCommittee，即ATSC)提出的单载波数字电视地面传输标准，能支持标准清晰度和高清晰度数字电视的固定接收，但移动接收条件下的性能较差，而且不支持卫星传输。
3)日本ISDB-T标准 ISDB-T是日本的数字广播专家组制订的地面综合数字业务广播(Integrated Service Digital Broadcasting-Terrestrial)标准，采用OFDM技术和卷积码、RS码实现多种数字业务的地面广播，但移动接收条件下的性能很差，也不支持卫星传输。
4)日韩数字卫星广播标准 1998年5月，Toshiba、SKTelecomm、Sharp、Toyota Motor等公司共同出资，成立了移动广播公司(Mobile Broadcasting Corporation)，并于2004年3月发射了广播卫星，现已开始运营，对日本、韩国提供服务。系统采用也使用了PRBS、带交织的级联编码，并采用CDM扩频的方式进行传输。日韩数字卫星广播标准虽然可以支持移动接收，但性能仍然不够理想，有待进一步的改善。


发明内容
本发明是在针对上述四种传输方式的不足进行优化设计以后提出的一种可以适用于卫星传输、地面传输等多种环境的的集成式无线多业务广播的数字信息传输方法，用于为移动、便携和固定接收用户提供高质量的音频、视频和多媒体数据业务。
本发明提出一种多载波数字移动多媒体广播的数字信息传输方法，包括以下步骤 通过RS编码与字节交织器对上层数据流进行RS编码和字节交织，其中，所述字节交织器的行数由星座映射方式和LDPC码率决定； 通过LDPC编码器对经过字节交织的数据进行LDPC编码，得到比特数据； 通过比特交织器对经过LDPC编码的比特数据进行比特交织； 通过星座映射器对经过比特交织的数据进行星座映射； 通过频域符号生成器将离散导频、包含有系统信息的连续导频以及上述经过星座映射的数据符号复接在一起组成OFDM频域符号； 通过扰码器对上述经复接得到的OFDM频域符号进行扰码； 通过IFFT变换器将上述经过扰码的频域符号经过IFFT变换产生OFDM时域符号； 通过时域组帧器将上述时域OFDM符号经过插入帧头组成时隙后，连接组成物理层信号帧； 对上述物理层信号帧进行低通滤波和正交上变频后发射。
所述的数字信息传输方法用于传输包括音频数据、文本、视频数据在内的多媒体广播数据。
该系统采用了LDPC的OFDM方案，系统接收机使用最先进的微波和大规模数字集成电路技术，同时满足了低成本和高性能的要求。



图1为本发明的移动多媒体广播系统的广播信道物理层逻辑信道结构图。
图2为本发明的移动多媒体广播系统物理层的逻辑信道编码和调制流程图； 图3为图2中由时隙组帧所形成的物理层信号帧的时隙划分和帧结构图； 图4为图3中信标的结构图； 图5为同步信号的伪随机序列生成器结构示意图； 图6为图3中OFDM符号的结构图； 图7为保护间隔之间交叠的示意图； 图8为OFDM符号结构示意图； 图9为字节交织器与RS(240，K)编码的示意图； 图10为对经过LDPC编码后的比特流进行比特交织的示意图； 图11、12和13分别为BPSK星座映射图、QPSK星座映射图和16QAM星座映射图； 图14为将OFDM符号的子载波分配给数据符号、离散导频和连续导频的导频复接方式示意图； 图15为PRBS生成方法的示意图； 图16为OFDM符号子载波结构示意图。

具体实施例方式 本发明可提供包括高质量的数字音频广播、数字视频广播在内的多媒体节目。
本发明定义了每2MHz频带内，能对移动多媒体广播系统广播上层数据流进行适配处理的物理层各功能模块，给出了移动多媒体广播信道物理层传输信号的帧结构、信道编码、调制技术。
物理层是OSI的底层，是整个开放系统的基础。物理层为设备之间的数据通信提供传输媒体及互连设备，为数据传输提供可靠的环境。
本发明定义的广播信道物理层通过物理层逻辑信道来适配上层各类应用对传输速率的不同要求。物理层逻辑信道支持多种编码和调制方式用以满足不同应用、不同传输环境对信号质量的不同要求。
本发明定义的广播信道物理层支持单频网和多频网两种组网模式，可根据实际应用的特性和组网环境选择不同的传输模式和参数。支持多种应用的混合模式，达到应用特性与传输模式的匹配，实现了应用的灵活性和经济性。
下面参照附图对本发明的优选实施例进行详细说明。
图1为本发明的移动多媒体广播系统的广播信道物理层逻辑信道结构图。
如图所示，物理层通过物理层逻辑信道(Physical Logicl Channel，即PLCH)(包括控制逻辑信道CLCH和业务逻辑信道SLCH)提供上层应用的广播通道。每个物理层逻辑信道可以使用2MHz数字电视带宽内的一个或多个时隙发送。物理层对每个物理层逻辑信道进行单独的编码和调制。根据编码和调制参数不同，物理层逻辑信道可提供不同传输容量。
图2为本发明的移动多媒体广播系统物理层的逻辑信道编码和调制流程图。
如图所示，物理层逻辑信道的输入数据流经过前向纠错编码、交织和星座映射后，与离散导频以及连续导频复接在一起进行OFDM调制。调制后的信号经过插入帧头后形成物理层信号帧。再经过基带至射频变换后进行发射。
物理层逻辑信道分为控制逻辑信道(CLCH)和业务逻辑信道(SLCH)。控制逻辑信道用于承载系统配置信息，采用固定的信道编码和调制模型在系统第0时隙发送，其中RS编码采用RS(240，240)，LDPC编码采用1/2码率LDPC编码，星座映射采用BPSK映射，扰码模式为模式0。业务逻辑信道可以占用除第0时隙外的一个或多个时隙发送，其编码和调制模式由上层配置，配置信息通过控制逻辑信道广播。
图2中各子模块的详细说明见下文所述。
图3为图2中由时隙组帧所形成的物理层信号帧的时隙划分和帧结构图。
如图所示，系统物理层信号每1秒为1帧，每帧划分为40个时隙(Timeslot，即TS)，各时隙的长度为25ms。
每个时隙包括1个信标和53个OFDM调制数据块。
图4为图3中信标的结构图。
如图所示，信标包括2个相同的同步信号以及发射机标识信号(ID)。
同步信号为频带受限的伪随机序列，长度为204.8us，该同步信号的生成方式为首先通过图5所示的同步信号的伪随机序列生成器生成伪随机序列，如图所示，该伪随机序列生成多项式为x11+x9+1，预设值为01110101101；然后截取上述2047点m序列的前314点，采用BPSK映射(0→1+0j，1→-1+0j)后放在512点(0～511)序列的第1～157和第355～511点；对上述生成的512点序列进行512点IFFT后，得到同步信号。
发射机标识信号(ID)发送用于标识不同发射机的频带受限的伪随机序列，长度为36us。发射机标识信号的生成方法为选择发射机标识序列；将37点发射机标识序列采用BPSK映射(0→1+0j，1→-1+0j)后放在64点(0～63)序列的第1～18和第45～63点上；对上述生成的64点序列进行64点IFFT后，并周期延拓至90点得到发射机标识信号。
上述发射机标识序列是长度为37比特的伪随机序列。发射机标识序列共包括256个序列，其中序列0～序列127为地区标识，用于标识发射机所在的地区，其插入信号帧中的偶数时隙发送(第0时隙，第2时隙，……)；序列128～255为发射机标识，用于标识同一地区内的不同发射机，其插入信号帧中的奇数时隙发送(第1时隙，第3时隙，……)。发射机标识序列由十六进制序列定义，该十六进制序列按照最高有效比特在先的顺序映射为二进制发射机标识序列，以便进入上述的BPSK映射步骤。发射机标识序列如表1所示。
表1、发射机标识序列 图6为图3中OFDM符号的结构图。
如图所示，OFDM符号由循环前缀(CP)和OFDM符号体构成，循环前缀长度TCP为51.2us，OFDM符号长度TS为409.6us。
图3中的发射机标识信号、同步信号和相邻OFDM符号之间通过保护间隔(GD)相互交叠，保护间隔GD的长度TGD为2.4us。相邻符号之间，前一个符号的尾部GD与后一个符号的头部GD经过窗函数加权后叠加，如图7所示。
所述的窗函数表达式为 保护间隔信号的选取如图8所示。对于发射机标识信号，同步信号和OFDM符号，T0和T1部分的取值见表2。
表2、保护间隔信号取值表 下面对图2中的各个子系统进行详细说明。
图9为字节交织器与RS(240，K)编码的示意图。
如图所示，字节交织器为MI行、240列的块交织器。字节交织器的行数MI由星座映射方式和LDPC码率决定，如表3所示 表3、字节交织器参数MI的取值表 RS码采用码长为240字节的RS(240，K)截短码。该码由原始的RS(255，M)系统码通过截短后产生，其中，M＝K+15，K为一个码字中信息序列的字节数，同时校验字节数为(240-K)。RS(240，K)码提供4种模式，这4种模式中K的取值分别为K＝240、K＝224、K＝192和K＝176。
RS码的每个码元取自域GF(256)，其域生成多项式为p(x)＝x8+x4+x3+x2+1。
截短码RS(240，K)采用如下方式进行编码在K个输入信息字节(m0，m1，…，mK-1)前添加15个全“0”字节，构造为原始的RS(255，M)系统码的输入序列(0，…0，m0，m1，…，mK-1)，编码后生成码字(0，…0，m0，m1，…，mK-1，p0，p1，…，p255-M-1)，再从码字中删去所添加的字节，即得到240字节的截短RS码的码字(m0，m1，…，mK-1，p0，p1，…，p255-M-1)。
RS(240，K)码的生成多项式的表达式为 输入的信息序列多项式的表达式为 输出的系统码多项式的表达式为 其中 RS(240，224)的生成多项式表达式的系数gi为 RS(240，192)的生成多项式表达式的系数gi为 RS(240，176)的生成多项式表达式的系数gi为 编码和字节交织的方法如下传输数据块以字节为单位，从左至右逐列输入块交织器，每列MI字节，直到第K列完成。RS编码按行进行编码，校验字节填充至后(240-K)列。编码后的数据再按照输入的顺序从左至右逐列输出，直到240列全部完成。
上述RS编码和字节交织以物理逻辑信道为单位进行，相同物理逻辑信道的上层数据包依次输入字节交织器进行字节交织和RS编码。字节交织器第0列的第一个字节定义为字节交织器的起始字节。字节交织器每次的输出(MI×240字节)总是映射在整数个时隙上发送，其中字节交织器的起始字节映射在某个时隙的起始点发送。
经过上述RS编码和字节交织后的传输数据按照高位比特优先发送的原则，将每字节映射为8位比特流，送入LDPC编码器。字节交织器第0列的第一个字节定义为字节交织器的起始字节，其最高位总是映射在LDPC输入比特块的第一个比特。LDPC编码配置如表4所示 表4、LDPC编码配置 LDPC编码由校验矩阵H给出，H矩阵的生成方法如下 1)、

码校验矩阵生成方法 0 6 12 18 2530 0 7 19 26 315664 0 8 13 20 328270 1 6 14 21 3085 8959 1 15 27 33 9128 9188 1 9 16 34 8485 9093 2 6 28 35 4156 7760 2 10 17 73357545 9138 2 11 22 52788728 8962 3 7 251047658637 8875 3 4653474475419175 9198 3 23 234990129107 9168 4 7 29 59217774 8946 4 7224807483398725 9212 4 4169865087809023 9159 5 8 663889869064 9210 5 2107778786559141 9171 5 24 593985078906 9173 以下为生成

码校验矩阵的循环程序段 for I＝1:18； 取上表第I行，记为hexp； for J＝1:256； row＝(J-1)*18+I； for K＝1:6；
奇偶校验矩阵的第row行、第column列为非0元素； end； end； end； 2)、

码校验矩阵生成方法 以下为生成

码校验矩阵的循环程序段 for I＝1:9； 取上表第I行，记为hexp； for J＝1:256； row＝(J-1)*9+I； for K＝1:12；
奇偶校验矩阵的第row行第column列为非0元素； end； end；end； 图10为对经过LDPC编码后的比特流进行比特交织的示意图。
如图所示，比特交织器采用192×144的块交织器。LDPC编码后的二进制序列按照从上到下的顺序依次写入块交织器的每一行，直至填满整个交织器，再从左到右的按列依次读出。比特交织器的输出与时隙对齐，即，每个时隙中传送的第一个比特总定义为比特交织器输出的第一个比特。
图11、12和13分别为BPSK星座映射图、QPSK星座映射图和16QAM星座映射图。采用BPSK、QPSK和16QAM星座映射所对应的功率归一化因子分别是1/、1/、
图14为将OFDM符号的子载波分配给数据符号、离散导频和连续导频的导频复接方式示意图。
如图所示，斜线部分为连续导频信号，黑色部分为离散导频信号，白色部分为经星座映射得到的数据符号。图示的导频复接将数据符号、离散导频和连续导频复接在一起，组成OFDM频域符号。每个OFDM符号包括3076个子载波(0-3075)，记为X(i)，i＝0，1，…3075。
图15中，连续导频使用第0，20，32，72，88，128，146，154，156，216，220，250，296，313，314，330，388，406，410，470，472，480，498，538，554，594，606，627个子载波，共28个。
其中第20，32，72，88，128，146，154，156，470，472，480，498，538，554，594，606共16个载波承载16比特系统信息，映射关系如表5所示，系统信息具体表述如表6所示。其余连续导频传输“0”。
表5、连续导频上的重复编码方式 表6、连续导频传输的系统信息 表6中各比特具体所包含信息内容如下 1)、bit0～bit5为当前时隙号，取值范围0～39； 2)、bit6为字节交织器同步标识，该比特取值为1时标识本时隙为字节交织器起始时隙； 3)、bit7为控制逻辑信道变更指示，其采用差分调制的方式指示终端控制逻辑信道配置信息变更。所述差分方式如下假设上一帧bit7传送的是a(0或者1)，而系统控制信道配置信息将在下一帧发生变更，则在本帧中传送a并保持下去，直到发生下次变更。
4)、bit8～bit15保留。
连续导频以0→/2+/2j，1→-/2-/2j的方式映射到子载波上。同一时隙内不同OFDM符号的相同连续子载波点上传输的符号相同。
记n为每个时隙中OFDM符号的编号，0≤n≤52；m为每个OFDM符号中离散导频对应的子载波编号，则m取值如下 if mod(n，2)＝＝0 if mod(n，2)＝＝1 离散导频全部置为1+0j。
图14中，按子载波、OFDM符号的前后顺序映射数据信号。每个时隙中的27666个数据子载波中，前27648个子载波用于承载字符交织器输出的复符号，最后18个符号补0。
图14所示时频格栅上的所有符号(有效子载波)，包括数据子载波、离散导频和连续导频等，均被一个复伪随机序列pc(i)扰码。所述复伪随机序列Pc(i)的生成方式如下 其中，Si(i)和Sq(i)为二进制伪随机序列(PRBS)。
图15为PRBS生成方法的示意图。
如图所示，PRBS的生成多项式为x12+x11+x8+x6+1，与图示的移位寄存器结构相对应。移位寄存器的初始值由扰码模式确定，其对应关系如下 1)、扰码模式0初始值0000 0000 0001 2)、扰码模式1初始值0000 1001 0011 3)、扰码模式2初始值0000 0100 1100 4)、扰码模式3初始值0010 1011 0011 5)、扰码模式4初始值0111 0100 0100 6)、扰码模式5初始值0000 0100 1100 7)、扰码模式6初始值0001 0110 1101 8)、扰码模式7初始值0010 1011 0011 PRBS在每个时隙开头重置，所有时隙都被相同图样扰码。
该扰码通过将有效子载波上的复符号和复伪随机序列pc(i)进行复数乘法而实现，所述扰码的表达式为 Yn(i)＝Xn(i)×pc(n×628+i)，0≤i≤627，0≤n≤52 其中，xn(i)为扰码前每个时隙第n个OFDM符号上的第i个有效子载波，Yn(i)为扰码后的有效子载波。
图16为OFDM符号子载波结构示意图。
上述插入导频并扰码后的OFDM子载波X(i)，i＝0，1，…，1023经过IFFT变换产生OFDM时域符号。IFFT变换方式如下 0≤t≤409.6us，fs＝2.5MHz 其中， 经过IFFT变换的OFDM符号按照图6所述，加入循环前缀(CP)，组成时域OFDM符号。
调制后的OFDM符号，按照图3所述的帧结构，依次加入保护间隔、同步信号、发射机识别信号后组成时隙。再将40个时隙连接组成物理层信号帧。
本系统采用的时域成形滤波器为FIR滤波器，满足信号带宽内纹波衰减＜1dB，带宽外衰减＞40dBc。频带带宽为2MHz，和数字音频广播带宽兼容。系统采样率为2.5MHz，每频道的信号带宽为1.536MHz。
本系统的上层数据流可以采用包括H.264、AVS、MPEG-2、MPEG-4等视频流，AC-3、AAC等音频流，和其它多种数据类型的数据格式。对数据编码可包括单一媒体(例如视频源编码、文本)和多媒体(音频、视频、文本和数据的混合)在内的各种类型的广播数据。
本发明不局限于上述特定实施例子，在不背离本发明精神及其实质情况下，熟悉本领域技术人员可根据本发明作出各种相应改变和变形，但这些相应改变和变形都应属于本发明所附权利要求保护范围之内。
权利要求
1、一种多载波数字移动多媒体广播的数字信息传输方法，其特征在于包括以下步骤
通过RS编码与字节交织器通过物理逻辑信道对上层数据流进行RS编码和字节交织，其中，所述字节交织器的行数由星座映射方式和LDPC码率决定；
通过LDPC编码器对经过字节交织的数据进行LDPC编码，得到比特数据；
通过比特交织器对经过LDPC编码得到的比特数据进行比特交织；
通过星座映射器对经过比特交织的数据进行星座映射；
通过频域复接器将离散导频、包含有系统信息的连续导频以及经过星座映射的数据符号复接在一起组成OFDM频域符号；
通过扰码器对上述经复接得到的OFDM频域符号进行扰码；
通过IFFT变换器将上述经过扰码的频域符号经过IFFT变换后产生OFDM时域符号；
通过时域组帧器将上述时域OFDM符号经过插入帧头组成时隙后，连接组成物理层信号帧；
对上述物理层信号帧进行低通滤波和正交上变频后发射。
2、如权利要求1所述的数字信息传输方法，其特征在于，该方法使用无线信道内任意2MHz带宽，并和数字音频广播带宽兼容。
3、如权利要求1所述的数字信息传输方法，其特征在于，该方法中采样率为2.5MHz，每频道的信号带宽为1.536MHz。
4、如权利要求1所述的数字信息传输方法，其特征在于，该上层数据流为包括H.264、AVS、MPEG-2、MPEG-4的视频流以及包括AC-3、AAC的音频流的数据流。
5、如权利要求1所述的数字信息传输方法，其特征在于，该方法主要用于实现移动接收。
6、如权利要求1所述的数字信息传输方法，其特征在于，该方法支持单频网和多频网组网模式。
7、如权利要求1所述的数字信息传输方法，其特征在于，该方法根据传输数据类型和组网环境选择相应的传输模式和参数。
8、如权利要求1所述的数字信息传输方法，其特征在于，该方法支持多种数据类型的混合传输模式。
9、如权利要求1所述的数字信息传输方法，其特征在于，该物理逻辑信道分为控制逻辑信道和业务逻辑信道。
10、如权利要求1所述的数字信息传输方法，其特征在于，该方法的信号由帧构成。
11、如权利要求10所述的数字信息传输方法，其特征在于，所述帧的长度为1秒。
12、如权利要求10所述的数字信息传输方法，其特征在于，所述的各帧包括40个长度为25毫秒的时隙。
13、如权利要求1所述的数字信息传输方法，其特征在于，所述的物理逻辑信道在1个或者多个时隙中进行传输。
14、如权利要求12所述的数字信息传输方法，其特征在于，所述时隙包括信标和OFDM符号。
15、如权利要求12所述的数字信息传输方法，其特征在于，所述时隙包括1个信标和53个OFDM符号。
16、如权利要求14所述的数字信息传输方法，其特征在于，所述信标包括发射机标识和同步序列。
17、如权利要求14所述的数字信息传输方法，其特征在于，所述信标包括1个发射机标识和2个相同的同步序列。
18、如权利要求16所述的数字信息传输方法，其特征在于，所述发射机标识信号由频域随机序列依次进行BPSK映射和IFFT变换后再经过循环延拓而得。
19、如权利要求16所述的数字信息传输方法，其特征在于，所述发射机标识信号由37点的频域随机序列进行BPSK映射并经过64点的IFFT变换后，再延拓26点至90点而得到。
20、如权利要求16所述的数字信息传输方法，其特征在于，所述同步序列通过截取频域随机序列后，依次进行BPSK和IFFT变换而得到。
21、如权利要求20所述的数字信息传输方法，其特征在于，所述频域随机序列由线性反馈移位寄存器产生，该移位寄存器的初始值为01110101101、生成多项式为x11+x9+1。
22、如权利要求21所述的数字信息传输方法，其特征在于，所述频域随机序列是通过从所述移位寄存器所产生的序列中截取314点后依次进行BPSK映射和512点IFFT变换而得。
23、如权利要求16所述的数字信息传输方法，其特征在于，所述发射机标识、同步序列和OFDM符号间采用带窗函数的保护间隔相交叠，所述窗函数的表达式为
其中，t为时间变量，T为常数，TGD为所述保护间隔的长度。
24、如权利要求23所述的数字信息传输方法，其特征在于，所述保护间隔的长度为6点。
25、如权利要求14所述的数字信息传输方法，其特征在于，所述OFDM符号由OFDM符号体和循环前缀构成。
26、如权利要求25所述的数字信息传输方法，其特征在于，所述OFDM符号体的长度为1024点，循环前缀的长度为128点。
27、如权利要求1所述的数字信息传输方法，其特征在于，所述RS编码是由原始的RS(255，M)系统码通过截短后产生的RS(240，K)截短码，其中，M＝K+15，K和M为信息位长。
28、如权利要求27所述的数字信息传输方法，其特征在于，所述RS(255，M)系统码的每个码元取自域GF(256)，该域的生成多项式为p(x)＝x8+x4+x3+x2+1。
29、如权利要求27所述的数字信息传输方法，其特征在于，所述RS(240，K)码包括4种模式，这4种模式中K的取值分别为K＝240、K＝224、K＝192和K＝176。
30、如权利要求27所述的数字信息传输方法，其特征在于，所述RS(240，K)码的生成多项式的表达式为
31、如权利要求29所述的数字信息传输方法，其特征在于，当K＝224时，RS(240，224)的生成多项式表达式的系数gi为
当K＝192时，RS(240，192)的生成多项式表达式的系数gi为
当K＝176时，RS(240，176)的生成多项式表达式的系数gi为
32、如权利要求1所述的数字信息传输方法，其特征在于，所述上层数据流以字节为单位，从左至右逐列输入RS编码和字节交织器，其中，RS编码按行进行编码，字节交织器的起始字节映射在某个时隙的起始点发送。
33、如权利要求1所述的数字信息传输方法，其特征在于，所述LDPC编码后的输出块长为9216比特，码率为1/2和3/4；
其中，
码校验矩阵生成步骤为，首先，建立如下数据矩阵
0612182530
071926315 664
081320328270
1614213085 8959
115 27339128 9188
1916348485 9093
2628354156 7760
210 177335 7545 9138
211 225278 8728 8962
372510 4765 8637 8875
34653 4744 7541 9175 9198
323 2349 9012 9107 9168
47295921 7774 8946
47224 8074 8339 8725 9212
44169 8650 8780 9023 9159
586638 8986 9064 9210
52107 7787 8655 9141 9171
5245939850789069173
其次，建立循环索引为I的第一循环，其中I的取值为1至18，取上表第I行数据组成序列并记为hexp，在第一循环内嵌套循环索引为J的第二循环，其中J的取值为1至256，随后根据公式row＝[(J-1)*18+I]获得
码校验矩阵的行变量row，然后在第二循环所述行变量row下嵌套循环索引为K的第三循环，其中K的取值为1到6，记数据序列hexp的第K个数据为hexp(K)，然后根据公式column＝Mod[(hexp(K)/36+J-1)，256]×36+Mod[hexp(K)，36]+1获得所述
码校验矩阵；
所述
码校验矩阵生成步骤为，首先，建立如下数据矩阵
其次，建立循环索引为I的第一循环，其中I的取值为1至9，取上表第I行数据组成序列并记为hexp，在第一循环内嵌套循环索引为J的第二循环，其中J的取值为1至256，然后根据公式row＝[(J-1)*9+I]获得
码校验矩阵的行变量row；在第二循环所述行变量row下嵌套循环索引为K的第三循环，其中K的取值为1到12，记数据序列hexp的第K个数据为hexp(K)，然后根据公式column＝Mod[(hexp(K)/36+J-1)，256]×36+Mod[hexp(K)，36]+1获得所述
码校验矩阵。
34、如权利要求1所述的数字信息传输方法，其特征在于，所述比特交织器采用192×144的块交织器；从LDPC编码其输出的比特数据按照从上到下的顺序依次写入所述块交织器的每一行，直至填满整个块交织器，再从左到右的按列依次读出，其中比特交织器的输出与时隙对齐。
35、如权利要求1所述的数字信息传输方法，其特征在于，所述星座映射采用包括BPSK、QPSK、16QAM的映射方式的其中一种。
36、如权利要求1所述的数字信息传输方法，其特征在于，所述频域符号生成步骤中，在每个OFDM符号中将78个离散导频、28个连续导频、522个数据子载波复接在一起，成为628个有效子载波。
37、如权利要求36所述的数字信息传输方法，其特征在于，所述28个连续导频使用所述628个有效子载波中第0，20，32，72，88，128，146，154，156，216，220，250，296，313，314，330，388，406，410，470，472，480，498，538，554，594，606，627个子载波，并在其中第20，32，72，88，128，146，154，156，470，472，480，498，538，554，594，606共16个子载波中承载16比特系统信息，所述系统信息包括长度为6比特的时隙号、长度为1比特的字节交织器同步标识、长度为1比特的控制逻辑信道变更指示和长度为8比特的保留字；所述连续导频以0→/2+/2j， 1→-/2-/2j的方式映射到子载波上，其中，同一时隙内不同OFDM符号的相同连续子载波点上传输的符号相同。
38、如权利要求36所述的数字信息传输方法，其特征在于，当每个时隙中OFDM符号的编号为n时，OFDM符号中离散导频对应的子载波编号m取值为
离散导频全部置为1+0j。
39、如权利要求1所述的数字信息传输方法，其特征在于，所述扰码步骤中的所述伪随机序列的生成多项式为x12+x11+x8+x6+1；所述扰码分为8种模式，对应的寄存器初始值分别为
1)、扰码模式0初始值0000 0000 0001
2)、扰码模式1初始值0000 1001 0011
3)、扰码模式2初始值0000 0100 1100
4)、扰码模式3初始值0010 1011 0011
5)、扰码模式4初始值0111 0100 0100
6)、扰码模式5初始值0000 0100 1100
7)、扰码模式6初始值0001 0110 1101
8)、扰码模式7初始值0010 1011 0011
所述伪随机序列在每个时隙的开头重置，所有时隙都被相同图样扰码。
40、如权利要求1所述的数字信息传输方法，其特征在于，所述IFFT变换步骤是将628个有效子载波放在1024个子载波的第1～314和第710～1023子载波上后进行1024点IFFT变换。
41、如权利要求1所述的数字信息传输方法，其特征在于，所述时域组帧步骤是将调制后的OFDM符号依次加入保护间隔、同步信号、发射机识别信号后组成时隙，再将40个时隙连接组成物理层信号帧。
全文摘要
本发明公开一种多载波数字多媒体移动广播的数字信息传输方法，通过对上层数据流依次进行RS编码和字节交织、LDPC编码、比特交织、星座映射后，将得到的数据符号与离散导频和包含有系统信息的连续导频复接在一起组成OFDM频域符号并进行扰码，经IFFT变换产生OFDM时域符号，经过插入帧头组成时隙后，连接组成物理层信号帧，对上述物理层信号帧进行低通滤波和正交上变频后发射。该方法为移动式、固定式和便携式接收机提供高质量的音频、视频和多媒体数据等无线广播，可以使用卫星传输和地面传输的方式进行传输。该方法采用LDPC的正交频分复用方案，满足了低成本和高性能的要求。
文档编号H04L1/00GK1960358SQ20061011391
公开日2007年5月9日 申请日期2006年10月20日 优先权日2006年10月20日
发明者葛启宏, 陶涛, 白栋, 宋挥师, 梁毅斌, 闫发军, 王军伟, 杨庆华, 李群, 申红兵 申请人:北京泰美世纪科技有限公司