专利名称：适用于空频编码级联循环延迟分集方式的信道估计方法
技术领域：
本发明涉及无线通讯系统，尤其涉及一种适用于空频编码级联循环延迟分集方式的信道估计方法。
背景技术：
下一代的无线通信系统将提供更好的话音质量，更快的数据传输率。但是，时变的多径传输环境、有限的带宽资源以及用户对服务的需求使上述要求实现起来非常困难。解决这些问题的一个有效方法是采用分集技术。SFBC(space-frequency block codes，空频编码)+CDD(cyclic delay diversity，循环延迟分集)因其综合了空频编码和循环延迟分集的特点且对发射端天线个数无要求而被第三代移动通信系统标准化组织(3rd Generation PartnershipProject，3GPP)考虑作为其长期演进计划(Long Time Evolvement，LTE)中四发射天线系统下行链路控制信道发射分集的候选方案之一。
在4发射天线MIMO-OFDM(Multiple-Input Multiple-Output-orthogonalfrequency division multiplexing，多输入多输出-正交频分复用)系统中，SFBC+CDD发射分集方式由频域的SFBC编码和时域的CDD编码两部分组成。首先是在频域对待发送数据流进行Alamouti方案的SFBC编码变为，对经编码后产生的两路数据流分别进行反傅立叶(以下简称IFFT)变换变到时域，然后对时域的两路数据分别进行相同的CDD编码，把两路数据扩充为四路分别送到4根发射天线上去发送。
在SFBC+CDD分集方案中，由于CDD增加了信道的频率选择性，从而给信道估计到来了很大的困难。而信道估计的准确性又直接影响对接收信号的检测，从而影响整个无线通信系统的性能。目前的MIMO-OFDM系统中对采用SFBC+CDD发射分集方式的信道估计方法没有明确的说明，甚至在讨论SFBC+CDD发射分集性能时直接采用理想的信道估计。这都影响对该分集方式性能的准确评估。
发明内容
本发明提供一种适用于空频编码级联循环延迟分集方式的信道估计方法，从而保证信道估计的准确性，提高整个通信系统的可靠性。
为了解决上述技术问题，本发明提供一种适用于空频编码级联循环延迟分集方式的信道估计方法，同一个数据流上相邻两个导频分别位于子载波的奇偶位置，用所述数据流奇数位置上的导频来估计天线奇数位置上的等效的信道响应，用所述数据流偶数位置上的导频来估计天线偶数位置上的等效的信道响应。
本发明所述方法，包括如下步骤 (2.1)同一个数据流上相邻两个导频位于子载波的奇偶数位置，用第一路数据流奇数位置上的导频T1来估计第一，二根天线奇数位置上的等效的信道响应；用第二路数据流偶数位置上的导频T2来估计第三，四根天线偶数位置上的等效的信道响应； (2.2)用相邻两个奇数位置T1导频估计出夹在这两个导频中间的数据对应的第一，二根发射天线合并在一起的等效的信道响应，用相邻两个偶数位置T2导频估计出夹在这两个导频中间的数据对应的第三，四根发射天线合并在一起的等效的信道响应； (2.3)把对所述同一个数据估计出来的所述第一，第二根发射天线合并在一起的等效的信道响应和所述第三，第四根发射天线合并在一起的等效的信道响应再合并在一起就是所述数据的等效的信道响应。
上述所述方法，其中，所述步骤(2.2)用一阶线性插值的方法。
本发明所述方法，或者包括如下步骤 (4.1)同一个数据流上相邻两个导频位于子载波的奇偶数位置，用第一路数据流偶数位置上的导频T1来估计第一，二根天线偶数位置上的等效的信道响应；用第二路数据流奇数位置上的导频T2来估计第三，四根天线奇数位置上的等效的信道响应； (4.2)用相邻两个偶数位置T1导频估计出夹在这两个导频中间的数据对应的第一，二根发射天线合并在一起的等效的信道响应，用相邻两个奇数位置T2导频估计出夹在这两个导频中间的数据对应的第三，四根发射天线合并在一起的等效的信道响应； (4.3)把对所述同一个数据估计出来的所述第一，第二根发射天线合并在一起的等效的信道响应和所述第三，第四根发射天线合并在一起的等效的信道响应再合并在一起就是所述数据的等效的信道响应。
上述所述方法，其中，所述步骤(4.2)用一阶线性插值的方法。
上述所述两方法，其中，所述第二根天线发送的数据是第一根天线发送数据按照正负循环变换得到的。
上述所述两方法，其中，所述第四根天线发送的数据是第三根天线发送数据按照正负循环变换得到的。
与现有技术相比，采用本发明所述信道估计方法，提高了误码率性能，同时降低了信道估计的复杂度，并且充分挖掘了SFBC+CDD分集方案的特性，比较准确的估计出了等效的信道响应，且操作简单。
图1是采用SFBC+CDD发射分集方式的4天线MIMO-OFDM系统的发射结构图； 图2是本发明奇-偶信道估计过程示意图； 图3是采用本发明和采用现有技术两种情况下SFBC+CDD发射分集方案误码率对比曲线。
具体实施例方式 下面结合附图和实施例对本发明作进一步的详细描述。
考虑SFBC和CDD特性，根据时频域的对应关系，时域的时延等效于频域的相移。把在时域对信号的循环延迟处理等效到频域的相移处理上来考虑，可得 其中δ为CDD选择的延迟量，N为反傅立叶(IFFT)变换的点数，k为子载波的编号。
可以把CDD对信号的处理结果等效到它对信道的影响上来。CDD增加了信道的频率选择性，这是由于CDD对相邻子载波的信道乘上不同的相移因子
从而使不同子载波上信道响应发生了不同的变化。
但是当δ＝N/2时，恰好有 (K为偶数时取1，K为奇数时取-1) 此时第二(四)根天线发送的数据是第一(三)根天线发送数据按照正负循环变换得到的。
根据SFBC+CDD分集方式的特点第二(四)根天线发送的数据是第一(三)根天线发送数据按照正负循环变换得到的。若把CDD在发射端对信号的处理等效到信道中去，则在接收端来看，整个系统等效为一个2发射天线只采用Alamouti方案SFBC分集方式的系统。即相当于发射端直接把经过SFBC编码后的信号进行IFFT变换，然后就发射出去。因此，没有必要估计出实际的4*4系统的信道矩阵，只用估计出等效的2*4系统的信道矩阵即可。
适用于SFBC+CDD分集方式的信道估计方法，包括如下步骤 步骤101，同一个数据流上相邻两个导频位于子载波的奇偶数位置，用第一路数据流奇数位置上的导频T1来估计第一，二根天线奇数位置上的等效的信道响应；用第二路数据流偶数位置上的导频T2来估计第三，四根天线偶数位置上的等效的信道响应； 步骤102，利用一阶线性插值的方法，用相邻两个奇数位置T1导频估计出夹在这两个导频中间的数据对应的第一，二根发射天线合并在一起的等效的信道响应，用相邻两个偶数位置T2导频估计出夹在这两个导频中间的数据对应的第三，四根发射天线合并在一起的等效的信道响应； 步骤103，把对所述同一个数据估计出来的所述第一，第二根发射天线合并在一起的等效的信道响应和所述第三，第四根发射天线合并在一起的等效的信道响应再合并在一起就是所述数据的等效的信道响应。
适用于SFBC+CDD分集方式的信道估计方法，或者包括如下步骤 步骤201，同一个数据流上相邻两个导频位于子载波的奇偶数位置，用第一路数据流偶数位置上的导频T1来估计第一，二根天线偶数位置上的等效的信道响应；用第二路数据流奇数位置上的导频T2来估计第三，四根天线奇数位置上的等效的信道响应； 步骤202，利用一阶线性插值的方法，用相邻两个偶数位置T1导频估计出夹在这两个导频中间的数据对应的第一，二根发射天线合并在一起的等效的信道响应，用相邻两个奇数位置T2导频估计出夹在这两个导频中间的数据对应的第三，四根发射天线合并在一起的等效的信道响应； 步骤203，把对所述同一个数据估计出来的所述第一，第二根发射天线合并在一起的等效的信道响应和所述第三，第四根发射天线合并在一起的等效的信道响应再合并在一起就是所述数据的等效的信道响应。
如图1所示为采用SFBC+CDD发射分集方式的4天线MIMO-OFDM系统的发射结构图。
从该图可以清楚地看到导频插入的位置，可以很清楚地看到SFBC+CDD发射分集的特点在接收端看来整个系统等效为一个2发射天线只采用Alamouti方案SFBC分集方式的系统。而信道估计又是在接收端进行的。这样就可以把整个4发射天线系统当做2发射天线系统来估计信道。
图2是本发明奇-偶信道估计过程示意图。
假设i为奇数，用第i个时刻的导频T1可以估计出作为从接收端看i时刻第一，二根发射天线合并在一起的等效的信道响应。
用第i+3个时刻的导频T2可以估计出作为从接收端看i+3时刻第三，四根发射天线合并在一起的等效的信道响应。
用第i+5个时刻的导频T1可以估计出作为从接收端看i+5时刻第一，二根发射天线合并在一起的等效的信道响应。
用第i+8个时刻的导频T2可以估计出作为从接收端看i+8时刻第三，四根发射天线合并在一起的等效的信道响应。
依此类推，可以求出所有导频位置的信道响应。其中T1导频估计出的是一，二根发射天线合并在一起的等效的信道响应，T2导频估计出的是三，四根发射天线合并在一起的等效的信道响应。然后利用一阶线性插值。用相邻两个奇(偶)数位置T1导频插出夹在这两个导频中间的奇(偶)数数据位置一，二根发射天线合并在一起的等效的信道响应，用相邻两个奇(偶)数位置T2导频插出夹在这两个导频中间的奇(偶)数数据位置三，四根发射天线合并在一起的等效的信道响应。把对同一个数据估计出来的一，二根发射天线合并在一起的等效的信道响应和三，四根发射天线合并在一起的等效的信道响应再合并在一起就是该数据的等效的信道响应。
图3是采用本发明和采用现有技术两种情况下SFBC+CDD发射分集方案误码率对比曲线，采用的检测算法为最大似然检测。从图中可以很清楚地看到在该方法下，误码率性能提高了2-3dB。
本发明所述的适用于空频编码级联循环延迟分集方式的信道估计方法，并不仅仅限于说明书和实施方式中所列运用。对本发明技术所属领域的普通技术人员来说，可根据本发明作出各种相应的改变和变形，而所有这些相应的改变和变形都属于本发明权利要求的保护范围。
权利要求
1、适用于空频编码级联循环延迟分集方式的信道估计方法，其特征在于，同一个数据流上相邻两个导频分别位于子载波的奇偶位置，用所述数据流奇数位置上的导频来估计天线奇数位置上的等效的信道响应，用所述数据流偶数位置上的导频来估计天线偶数位置上的等效的信道响应。
2、如权利要求1所述方法，其特征在于，所述方法包括如下步骤
(2.1)同一个数据流上相邻两个导频位于子载波的奇偶数位置，用第一路数据流奇数位置上的导频T1来估计第一，二根天线奇数位置上的等效的信道响应；用第二路数据流偶数位置上的导频T2来估计第三，四根天线偶数位置上的等效的信道响应；
(2.2)用相邻两个奇数位置T1导频估计出夹在这两个导频中间的数据对应的第一，二根发射天线合并在一起的等效的信道响应，用相邻两个偶数位置T2导频估计出夹在这两个导频中间的数据对应的第三，四根发射天线合并在一起的等效的信道响应；
(2.3)把对所述同一个数据估计出来的所述第一，第二根发射天线合并在一起的等效的信道响应和所述第三，第四根发射天线合并在一起的等效的信道响应再合并在一起就是所述数据的等效的信道响应。
3、如权利要求2所述方法，其特征在于，所述步骤(2.2)用一阶线性插值的方法。
4、如权利要求1所述方法，其特征在于，所述方法包括如下步骤
(4.1)同一个数据流上相邻两个导频位于子载波的奇偶数位置，用第一路数据流偶数位置上的导频T1来估计第一，二根天线偶数位置上的等效的信道响应；用第二路数据流奇数位置上的导频T2来估计第三，四根天线奇数位置上的等效的信道响应；
(4.2)用相邻两个偶数位置T1导频估计出夹在这两个导频中间的数据对应的第一，二根发射天线合并在一起的等效的信道响应，用相邻两个奇数位置T2导频估计出夹在这两个导频中间的数据对应的第三，四根发射天线合并在一起的等效的信道响应；
(4.3)把对所述同一个数据估计出来的所述第一，第二根发射天线合并在一起的等效的信道响应和所述第三，第四根发射天线合并在一起的等效的信道响应再合并在一起就是所述数据的等效的信道响应。
5、如权利要求4所述方法，其特征在于，所述步骤(4.2)用一阶线性插值的方法。
6、如权利要求2或4所述方法，其特征在于，所述第二根天线发送的数据是第一根天线发送数据按照正负循环变换得到的。
7、如权利要求2或4所述方法，其特征在于，所述第四根天线发送的数据是第三根天线发送数据按照正负循环变换得到的。
全文摘要
本发明公开了一种适用于空频编码级联循环延迟分集方式的信道估计方法，同一个数据流上相邻两个导频分别位于子载波的奇偶位置，用所述数据流奇数位置上的导频来估计天线奇数位置上的等效的信道响应，用所述数据流偶数位置上的导频来估计天线偶数位置上的等效的信道响应。采用本发明所述信道估计方法，提高了误码率性能，同时降低了信道估计的复杂度，从而保证信道估计的准确性，提高整个通信系统的可靠性。
文档编号H04L25/02GK101296010SQ200710097608
公开日2008年10月29日 申请日期2007年4月24日 优先权日2007年4月24日
发明者琼 赵 申请人:中兴通讯股份有限公司