专利名称：在无线通信系统中处理信号的方法和设备的制作方法
技术领域：
本发明涉及无线通信信号的处理，更具体地说，涉及一种在HSDPA(高 速下行分组接入)信道质量指示(CQI)选择中自适应噪声和/或信号滤波的 方法和设备。
背景技术：
移动通信已经改变了人们的通信方式，而移动电话也已经从奢侈品变成 了人们日常生活中必需的部分。今天，移动设备的使用由社会环境支配，而 不受地域和技术的限制。虽然语音通信可满足人们交流的基本要求，且移动 语音通信也已进一歩渗入了人们的日常生活，但移动通信发展的下一阶段是 移动互联网。移动互联网将成为日常信息的共同来源，理所当然应实现对这 些数据的简单通用的移动式访问。
第三代(Third Generation, 3G)蜂窝网络专门设计来满足移动互联网 的这些未来的需求。随着这些服务的大量出现和使用，对于蜂窝网络运营商 而言，网络容量和服务质量(Quality of Service, QoS)的成本效率优化等 因素将变得比现在更为重要。可以通过精细的网络规划和运营、传输方法的 改进以及接收机技术的提高来实现这些因素。因此，运营商需要新的技术， 以便增大下行吞吐量，从而提供比那些线缆调制解调器和/或DSL服务提供商 更好的QoS容量和速率。在这点上，对于今天的无线通信运营商而言，采用 基于宽带CDMA (WCDMA)技术的网络将数据传送到终端用户是更为可行的选 择。
通用无线分组业务(GPRS)和增强数据率GSM (EDGE)技术可用于 增强现在的如GSM的第二代(2G)系统的数据吞吐量。GSM技术可支持高 达14.4千比特每秒(Kbps)的数据率，通过允许高达8数据时隙每时分多址 (TDMA)帧，GPRS技术可支持高达115 Kbps的数据率。通过比较，GSM 技术可允许1数据时隙每TDMA帧。EDGE技术可支持高达384 Kbps的数 据率。EDGE技术可使用8移相键控(8-PSK)调制来提供比GPRS技术获 得的那些更高的数据率。GPRS和EDGE技术可称作"2.5G技术"。
具备高达2Mbps理论数据率的UMTS技术，是GSM对WCDMA 3G 系统的改编。UMTS技术可获得高数据率的一个理由源于相对于200KHz GSM信道带宽的5MHz WCDMA信道带宽。HSDPA技术是基于互联网络协 议(IP)的服务，适应数据通信，其采用WCDMA以支持10兆位每秒(Mbit/s) 级的数据传输率。HSDPA (高速下行分组接入)技术由3G合作伙伴计划
(3GPP)研发，通过多种方法获得更高的数据率。例如，许多传输判定可在 基站水平做出，与在移动交换中心或移动交换站做出传输判定相比，更接近 用户装置。这些可包括待发送数据的时序判定，何时转发数据和传输信道质 量估计。HSDPA技术在高速下行链路共享信道(HS-DSCH)之上使用可变 编码速率并且支持16-级正交调幅(16-QAM),这允许多个用户共享空中接 口信道。
在某些例子中，HSDPA可在网络容量和数据速率提高上提供双重改进， 甚至比最先进的3G网络提供的那些高5倍(超过IO Mbit/s)。 HSDPA也可 缩短网络和终端之间的往返行程，同时减少下行链路传输延时中的变化。这 些性能优点可直接转换成改进的网络性能和更高的用户满意度。由于HSDPA 是GSM家族的扩展，其也直接建立于世界上最普及的移动技术所提供的经 济规模之上。HSDPA可在WCDMA网络数据包的容量上提供突破性改进， 增强光谱和无线接入网络(RAN)硬件效率并使网络实施更流畅。这些改进 之处可直接转化成较低的每比特成本，更快和更多的可用服务，并且在未来 的数据中心市场处于优势位置、能更有力地竞争的网络。
对于网络运营者可测利益以及其用户，HSDPA的容量、质量和成本/ 性能优势带来了可测的利益。对于运营者，目前WCDMA网络的向后兼容升 级是网络革命中逻辑的和成本效益的下一步。配置以后，HSDPA可共存在与 目前WCDMA Release 99服务相同的载波器上，允许运营者在现有WCDMA
网络中引入更大的容量和更高的数据速率。运营者也可利用这个解决方案以 支持单个无线载波器上的更高数量的高数据率用户。HSDPA使得真正移动 IP多媒体的大量市场成为可能，并将在减小服务交付的每比特成本的同时驱
动大数据量服务的消费，这样增加税收和基本网络收益。对于数据饥饿(data hungry)的移动用户，HSDPA的性能优势可转化为更短的服务响应时间，更 少的延时和更快的感知连接。用户在进行语音呼叫的同时，也可在HSDPA 上下载数据包。
与现有技术或其它可选技术相比，HSDPA可提供许多重大的性能改进。 例如，HSDPA将WCDMA比特率扩展到10Mbps,达到使用更高阶调制
(16-QAM)和自适应编码和调制方案的更高理论峰值速率。使用16-QAM 最大的QPSK比特率是5.3Mbit/s和10.7Mbit/s。高达14.4 Mbit/s的理论比特 率可不经信道编码而得到。使用QPSK调制的终端容量级别范围从900kbits/s 到1.8 Mbit/s，而使用16-QAM的终端容量级别范围从3.6Mbit/s到更高。最 高容量级别支持14.4Mbit/s的最大理论比特率。
实现先进的无线技术，如WCDMA禾P/或HSDPA，由于这些无线传输 技术可支持相当高的速度和宽带数据传输，可能仍然需要克服某些构建障碍。 例如，HSDPA类别8支持7.2Mbit/s的峰值数据吞吐率。此外，如多入多出
(MIMO)天线架构之类的各种天线架构，以及多路径处理接收器电路，都 在手持装置中实施，以处理高速率HSDPA比特流。然而，HSDPA可用装置 用于向用户提供的更高的数据率和更短的反应时间，这些导致增强的功率消 耗、实现的复杂性、移动处理器的实际状态，最终导致手持装置尺寸的增大。 然而，无线通信中，特别是无线手持装置中多天线系统的广泛使用受 到由于尺寸、复杂性和功率消耗的增加带来的成本增加的限制。假设用于各 个传送和接收天线的单独的RF链是增加多天线系统成本的直接因素。随着 传送和接收天线数量的增加，系统的复杂性、功率消耗和全部成本可能增加。 另外，在无线通信系统的接收器一方的传统信号处理方法并不考虑外部干扰， 也不考虑在多路径衰落环境中作为结果发生的IPI。此外，传统的多路径检测 和噪声估计没有考虑信道状态切换、以最大化无线系统的性能。这造成了移
动系统设计和应用的难题。
比较本发明后续将要结合附图介绍的系统，现有技术的其它局限性和 弊端对于本领域的普通技术人员来说是显而易见的。
发明内容
本发明提供了一种在HSDPA信道质量指示(CQI)选择中自适应噪声 和/或信号滤波的方法和设备，结合至少一幅附图进行了充分的展现和描述， 并在权利要求中得到了更完整的阐述。
根据本发明的一个方面，提供了一种在无线通信系统中处理信号的方
法，所述方法包括
在接收器估计通信信道改变的速率，以及
基于对所述通信信道改变速率的估计，自适应改变滤波器的长度，所述 滤波器用于平均以下中的一个或两个噪声功率估计和信号振幅估计。
优选地，所述通信信道可包括公共导频信道(CPICH)。
优选地，所述方法进一步包括在接收器解扰至少一部分通过所述通信信 道接收到的无线信号，以生成多个解扰比特。
优选地，所述方法进一步包括累加多个解扰比特的至少一部分以生成至
少一个同相(I)分量和至少一个积分(Q)分量。
优选地，所述方法进一步包括基于所述至少一个I分量和至少一个Q分
量生成所述噪声功率估计和所述信号振幅估计。
优选地，所述方法进一步包括比例縮放(scale)所述噪声功率估计和所 述信号振幅估计，以生成縮放后的噪声功率估计和缩放后的信号振幅估计。
优选地，所述方法进一步包括使用所述滤波器平均所述縮放后的所述噪 声功率估计和所述縮放后的信号振幅估计，并且平方所述縮放后的平均信号 振幅估计，以生成平均噪声功率估计和平均信号功率估计。
优选地，所述方法进一步包括
基于所述平均噪声功率估计和所述平均信号功率估计，生成可用于所述
通信信道的CPICHSNR (公共导频信道信噪比)值；以及基于所述CPICH SNR值可生成用于所述通信信道的HS-DSCH SNR (高
速下行链路共享信道信噪比)值。
优选地，所述方法进一歩包括基于所述HS-DSCH SNR值，生成用于 所述通信信道的信道质量指示(CQI)值。
优选地，所述滤波器包括当所述滤波器用于平均所述噪声功率估计时的 第一长度，以及所述滤波器包括当所述滤波器用于平均所述信号振幅估计时 的第二长度，其中，所述第一长度不同于所述第二长度。
根据本发明的一个方面，提供了一种在无线通信系统中处理信号的系 统，所述系统包括
集成在接收器中的至少一个处理器，用于在所述接收器处估计通信信道 改变的速率，以及
所述至少一个处理器基于所述通信信道改变速率的估计，自适应改变滤
波器的长度，所述滤波器用于平均以下中的一个或两个噪声功率估计和信
号振幅估计。
优选地，所述通信信道可包括公共导频信道(CPICH)。
优选地，所述至少一个处理器用于解扰至少一部分通过所述通信信道接 收到的无线信号，以生成多个解扰比特。
优选地，所述至少一个处理器可用于累加所述多个解扰比特的至少一部 分以生成至少一个同相(I)分量和至少一个积分(Q)分量。
优选地，所述至少一个处理器用于基于所述至少一个I分量和至少一个 Q分量生成所述噪声功率估计和所述信号振幅估计。
优选地，所述至少一个处理器用于比例縮放(scale)所述噪声功率估计 和所述信号振幅估计，以生成縮放后的噪声功率估计和縮放后的信号振幅估 计。
优选地，所述至少一个处理器用于使用所述滤波器平均所述縮放后的所 述噪声功率估计和所述縮放后的信号振幅估计，并且平方所述縮放后的平均 信号振幅估计，以生成平均噪声功率估计和平均信号功率估计。
优选地，所述至少一个处理器用于基于所述平均噪声功率估计和所述平
均信号功率估计，生成用于所述通信信道的CPICH SNR值。
优选地，所述至少一个处理器用于基于所述CPICH SNR值，生成用于所
述通信信道的HS-DSCH SNR值。
优选地，所述至少一个处理器用于基于所述HS-DSCH SNR值，生成用
于所述通信信道的信道质量指示(CQI)值。
本发明的各种优点、各个方面和创新特征，以及其中所示例的实施例的 细节，将在以下的描述和附图中进行详细介绍。
下面将结合附图及实施例对本发明作进一步说明，附图中 图1A是根据本发明实施例的HSDPA信道结构的典型示意图； 图IB是根据本发明实施例的HS-PDSCH子帧结构的典型示意图； 图1C示出了本发明实施例的根据HS-PDSCH子帧参数设置的CQI值的典 型表格；
图2A是根据本发明实施例的CQI值计算步骤的典型流程图； 图2B是根据本发明实施例的用于判断CQI值的查找表的曲线图； 图3是根据本发明实施例生成噪声功率估计和信号功率估计系统的典型 框图4是根据本发明实施例使用自适应时间长度滤波器来平均噪声功率估 计和信号功率估计的典型系统的框图5是根据本发明实施例计算CQI值的典型系统的框图6是根据本发明实施例在无线通信系统中处理信号的典型步骤的流程
图7是根据本发明实施例与无线基站通信的无线手持装置的典型示意图。
具体实施例方式
本发明涉及在HSDPA信道质量指示(CQI)选择中自适应噪声和/或信号滤波的方法和/或设备。本发明的各个方面包括在接收器估计通信信道改变的 速率。用于平均噪声功率估计和/或信号振幅估计的滤波器长度可根据通信信 道改变的速率估计自适应改变。通信信道可包括公共导频信道(CPICH)。可 在接收器解扰至少一部分通过通信信道接收到的无线信号，以生成多个解扰 比特。可累加多个解扰比特的至少一部分以生成至少一个同相(I)分量和至
少一个积分(Q)分量。可基于所述至少一个I分量和至少一个Q分量生成
噪声功率估计和信号振幅估计。可比例縮放噪声功率估计和信号振幅估计， 以生成縮放后的噪声功率估计和信号振幅估计。可使用滤波器平均己縮放后 的噪声功率估计和縮放后的信号振幅估计，并且可平方縮放后的平均信号振 幅估计，以生成平均噪声功率估计和平均信号功率估计。基于平均噪声功率
估计和平均信号功率估计生成可用于通信信道的CPICH SNR值。基于CPICH SNR值可生成用于通信信道的HS-DSCH SNR值。基于HS-DSCH SNR值， 可生成用于通信信道的信道质量指示(CQI)值。
图1是根据本发明实施例的HSDPA信道结构的典型示意图。参照图1, 三个信道可用于支持基站102a和UE 104a之间的HSDPA链路。高速下行链 路共享信道(HS-DSCH) 106a和高速共享控制信道(HS-SCCH) 108a可用 于基站102a和UE 104a之间的下行链路。高速专用物理控制信道 (HS-DPCCH) 110a可用于基站102a和UE 104a之间的上行链路。
HS-DPCCH 100a可用作携载确认(ACK)信号和否认(NACK)信号以 及如CQI(信道质量指示)值的测量报告的信号信道。HS-DSCH 106a可包括多 个高速物理下行链路共享信道(HS-PDSCH)，并可用与携载用户数据。 HS-SCCH 108a可用于携载对应于HS-DSCH信道106a中携载数据的典型控 制信息，如调制、HARQ冗余/星座版本、HARQ处理器ID、新数据指示、 传输块大小索引和/或用户装置(UE)身份信息。UE104a可使用几个物理信 道相关参数来向基站102a指示它支持HSDPA服务的能力。
在本发明的一个实施例中，可设置基站102a根据CQI值传送其信号。 CQI值可以在传输块大小、HS-PDSCH代码的数量和调制方面定义 HS-PDSCH子帧的格式。可设置如UE104a之类的无线接收器，基于信道状态估计CQI值，接着通过HS-DPCCH 110a反馈CQI值到发射器或基站102a。 UE 104a可用于基于使用自适应噪声和/或信号滤波器的通信信道的噪声和信 号功率估计和/或信噪比(SNR)，来估计CQI值。在这一点上，噪声功率估 计可随着信道衰落率适应性改变。在慢衰落信道的例子中，在CQI估计过程 中，在接收器或UE104a上执行长时间的噪声平均，以降低CQI估计上的噪 声方差。在快衰落信道的例子中，考虑到衰落跟踪和避免不准确的CQI估计 引起的吞吐量的损失，在接收器或UE104a上执行较短时间的噪声平均。在 这一点上，由于信道多普勒效应(Doppler)或信道衰落率的作用，UE 104a 可在噪声功率估计和/或信号功率估计的长时间和短时间平均之间切换。
发射器或基站(BS)102a可基于接收器或UE 104a反馈的信道质量报告， 动态改变传输参数，如调制和/或编码率。在UE104a反馈好的信道质量的例 子中，BS 102a可选择提供高吞吐量的传输模式。当UE 104a反馈差的信道 质量时，BS 102a可选择提供较低吞吐量的较为稳健的传输模式。
UE 104a可使用链路自适应算法追踪和估计变化的信道状态并向BS 102a报告。当算法被判断为过于保守的例子中，系统可能未充分利用并且吞 吐量变得并非最理想。在算法被判断为过于激进的例子中，系统可能使用过 度并且由于过多的错误发生，吞吐量也变得并非最理想。在本发明的一个实 施例中，UE104a通过计算接收到信号的SNR来估计信道状态。SNR对应于 信号功率分量和噪声功率分量的比值。高SNR表示好的信道状态，低的SNR 表示差的信道状态。在判断信道切换非常慢的情况下，如信道静止或当多普 勒衰落率低的时候，UE 104a可在信号和噪声分量上进行长时间平均，以改 进SNR估计的精确度。然而，在判断信道切换非常快的情况下，如当多普勒 衰落率高的时候，将执行较短时间的平均，这样SNR估计可适当地追踪衰落 率。在这一点上，由于信道衰落率的作用，UE 104a可适应噪声和/或信号分 量的平均长度，因此为宽范围的信道状况提供精确的SNR估计方法。
图1B是根据本发明实施例的HS-PDSCH子帧结构的典型示意图。参照 图1B， HS-PDSCH子帧102b可包括三个时隙。HS-PDSCH可对应固定扩频 因子SF=16的信道化码，所述信道化码来自HS-DSCH传输保留的一组信道
化码。执行多代码传输将导致在同一个HS-PDSCH子帧中，根据UE的容量 或信道状态，为UE分配多个信道化码。HS-PDSCH可使用如图1B所示QPSK 或16QAM调制符号，在此M可指示每调制符号的比特数量，所以对于QPSK， M二2，对于16QAM， M=4。
HS-PDSCH子帧102b可由如传输块大小、HS-PDSCH信道化码的数量 以及调制种类的一组参数定义。一组参数的特征在于如图lC所示的表格100c 图示的CQI值。CQI值是信道质量指示，其可以在从UE到基站的上行链路 上传送，以向基站指示推荐的传输格式和速率组合(TFRC)以及多代码数量。 UE可周期性地估计信道状态并向基站报告相应的CQI值。基站可使用CQI 以适应其传输格式。报告的CQI值可对应于在传送CQI之前的结尾为1-时 隙的3-时隙时间段(如2ms)的瞬时无线通信状态，。CQI也可指示在特定信 道状态下具有最高吞吐量并保持位于误块率(BLER)限定内的传输模式。 处理接收到的代码组的UE解扩器输出端的SNR可用作HSD-DSCH链路性 能的主要确定因素。然而本发明并不限于此，也可使用其它标准。
图2A是根据本发明实施例CQI值计算步骤的典型流程图。参照图1A 禾口2A，在202a， UE 104a可计算CPICH SNR值。在204a， UE 104a可使用 如常数r将CPICH SNR值转换为HS-DSCH SNR值。可这样获得HS-DSCH SNR估计首先计算CPICH SNR，接着使用常数r比例縮放。常数r可对 应于CPICH功率分配和HS-DSCH功率分配之间的偏移量。常数r可以是已 知的常数并可由更高层周期性地更新或发信号通知。在步骤206a中，UE 104a 可这样将HS-DSCH SNR转换为CQI值如在查找表中查找SNR值并选择 特定BLER目标的最高CQI值。可通过模拟提前计算SNR到每个CQI值的 BLER的映射。在AWGN信道状态下，可以为单个传输的每个CQI值模拟 BLER曲线，该曲线可如图2B所示获得。
图2B是根据本发明实施例的用于判断CQI值的查找表的曲线图。参照 图2B，可用于实施典型查找表(LUT)的曲线图200b可用于特定HS-DSCH SNR估计的CQI值选择。例如，每2ms可在x-轴上计算并读取HS-DSCH SNR 值。可选择BLER^BLER目标的CQI的最高值，如目标=10%。例如，如
果HS-DSCH SNR=6.8 dB， BLER ^10%的最高CQI值为11 。 LUT 200b同样
可用于计算衰落状态下的瞬时CQI。
在本发明的一个实施例中，UE 104a可使用自适应方法来估计由于信道 衰落率的作用改变的CPICH SNR。在这一点上，噪声和/或信号分量的平均 长度可随信道衰落率的作用动态改变，因此提供用于宽范围的信道状态的精 确的SNR估计方法。这可带来用于宽范围的信道衰落率的改进的CQI值， 从而改进吞吐量。
图3是根据本发明实施例生成噪声功率估计和信号功率估计系统的典型 框图。参照图3，无线系统300可包括均衡器或最大比例组合(MRC)接收 模块302、 304，解扰/解扩模块306、 308，累加器310、 312以及延时模块
314、 ...、 320。无线系统300还可包括加法器322.....330，视口模块(VPs)
332、 ...、 342，振幅模块344、 ...、 350，以及累加器328、 ...、 334。
在运行中，在均衡器或MRC接收器302的输出端的接收到的无线信号 可首先由解扰/解扩模块306解扰/解扩。解扰/解扩模块306的输出可传递到 累加器310。当无线系统300使用单根Tx天线时，累加器310可在256个芯 片上累加接收到的信号；当无线系统300使用多于一根Tx天线时，累加器 310可在512个芯片上累加接收到的信号。接着累加器310可生成同相(I) 分量和积分(Q)分量信号。接着加法器325可计算累加器310输出的I和Q 信号的总和。信号和可由视口模块336比例縮放，并由累加器330累加。当 在使用单根Tx天线时，累加器330可累加超过10个符号的比例縮放信号。 当在使用分集传送的例子中时，累加器330可累加超过5个符号的比例縮放 信号以获得在每个时隙更新一次的信号振幅估计，s_antl—CPICH 338。
累加器310输出的I和Q信号也可由延时模块314、 316延时，并使用 加法器322、 324减去重叠的2个邻近符号。接着视口模块332、 334比例縮 放减去的结果。縮放后的信号由振幅模块344、346平方并由累加器328累加， 当无线通信系统300使用单根Tx天线时，累加器328可累加超过10个符号， 当无线通信系统300使用传送分集时，累加器330可累加超过5个符号。累 加器328可生成每个时隙更新一次的噪声功率估计，NO—antl_CPICH 336。
在本发明的一个实施例中，无线系统300可使用传送分集，并且同时处
理Tx天线2和天线1接收到的信号，以获取信号振幅估计S_ant3_CPICH 342 和噪声功率估计N0_ant2_CPICH 340。可使用具有动态控制长度的自适应时间 长度滤波器来进一步处理生成的噪声功率估计336和340，以及信号振幅估 计338和342，以生成CQI估计。
图4是根据本发明实施例使用自适应长度滤波器来平均噪声功率估计和 信号振幅估计的典型框图。参照图4，用于平均噪声功率估计和信号振幅估 计的典型系统可包括速率估计模块402，比例缩放模块408、 ...、 414，自适 应长度计算模块404、 406，以及平均滤波器416、 ...、 422。用于平均噪声功 率估计和信号振幅估计的典型系统还可包括加法器424、 434，平方模块426、 427，开关428、 436以及乘法器430、 432和438。
速率估计模块402可包括合适的逻辑、电路和/或代码，用于估计信道多 普勒效应和/或通信信道的改变或衰落有多快。接着可传送速率估计到自适应 长度计算模块404、 406。自适应长度计算模块404、 406可包括合适的逻辑、 电路和/或代码，基于从速率估计模块402接收到的速率估计来计算平均滤波 器416、 ...、 422的长度。
在运行中，比例缩放模块408、 410使用比例縮放系数K比例缩放基于 时隙的噪声功率估计336、 340。例如，比例縮放系数K可基于硬件实施。接 着平均滤波器416、 418对比例缩放的噪声功率估计进行滤波。滤波器416、 418当作滑动窗口，或当作长度Nn的抽头延时线(tap delay line),或当作与 Nn长度相当的无限脉冲响应(IIR)滤波器。可选择IIR滤波器中的遗忘因 子来匹配长度Nn。在使用传送分集的例子中，加法器424可将滤波后的估计 相加。在这一点上，在使用分集传送的例子中，开关428可用于切换和激活 加法器424。最后的功率噪声估计448可用于估计CQI值。
如在此的声明，术语"遗忘因子"用于描述IIR滤波器。在某些实施例 中，进入滤波器的新的样本可能比以前的、旧的样本赋予大的权重。例如
义yt = O/t — 1) + 0.5 * jc^ — 2) + 0.25 * jc(/t - 3) + 0.125 * ;c(fe - 4) + efc… 在这一点上，每个旧的样本可由减少的比例縮放因子比例縮放，这样滤波器更倾向于"遗忘"旧的样本。接着遗忘因子可用作加权平均值。
在本发明的一个实施例中，平均长度参数Nn可作为速率估计模块402 的输出的函数动态改变。例如，如果速率估计模块402估计慢变状态，可选 择Nn在较长时间上平均，如15时隙或更多。例如，如果速率估计模块402 估计快变状态，可选择Nn在较短时间上平均，如3时隙。通过多普勒作用 或信道改变或衰落的快慢来动态改变滤波器的长度，可优化滤波器416、 418 以获得用于宽范围的信道状态的最优噪声估计。
通过控制平均长度参数Ns，相似的机制可用于信号振幅估计338、 342。 在使用分集传送的例子中，平均滤波器420、 422生成的滤波后的信号振幅估 计可由平方模块426、 427平方，以获得信号功率估计，由乘法器430、 432 比例縮放，接着由加法器434相加。由加法器434相加的信号可再次由乘法 器438作乘法以生成最后信号功率估计450，用于估计CQI值。
在本发明的又一实施例中，可选择平均长度参数使Ni^Ns。在本发明的 另一实施例中，可选择其中一个参数为常数，如可选择Ns为常数且等于3 时隙，并仅仅动态控制剩余的长度参数，如Nn。
图5是根据本发明实施例计算CQI值的典型系统的框图。参照图5， CQI 估计系统可包括转换模块502、 504，加法器506、 508、 514，取下整数模块 (integer flooring block) 512，以及限制模块518。
转换模块502、 504最初在dB域转换信号功率估计模块Spwr 450和 Npwr 448。加法器506减去转换后的估计以在dB域中生成SNR估计505。 接着，加法器508可计算来自模块510的常数r与SNR估计505的总和， 将CPICH SNR dB转换到HS-DSCH SNR dB。接着取下整数模块(integer flooring block) 512可将HS-DSCH SNR dB估计取下整数。在本发明的又一 实施例中，HS-DSCH SNR dB估计可为循环的。
接着，加法器514可计算来自模块516的整数A和由取下整数模块 (integer flooring block) 512生成的整数的和。例如，整数A可取决于图2B 所示的所计算的查找表。参照图2B，需要注意的是，如果循环的HS-DSCH SNR等于7 dB，获取BLER^BLER目标10%的最大的CQI值等于11。因此，在这个例子中，A=4。加法器514生成的值接着可通过限制模块518，这样 最后CQI值估计520可在
的范围中，这样与图1C中的表格100c —致。 图6是根据本发明实施例在无线通信系统中处理信号步骤的典型流程 图。参照图1A和6，在602， UE104a可估计通信信道切换的速率。在步骤 604， UE104a可比例縮放用于通信信道的噪声功率估计和信号振幅估计，以 生成縮放后的噪声功率估计和縮放后的信号振幅估计。在歩骤606， UE104a 可基于通信信道改变的速率估计，自适应改变用于平均縮放后的噪声功率估 计和/或縮放后的信号振幅估计的滤波器长度。在步骤608， UE 104a可使用 滤波器平均縮放后的噪声功率估计和縮放后的信号振幅估计，并可平方縮放 后的平均信号振幅估计以生成平均噪声功率估计和平均信号功率估计。在歩 骤610， UE 104a可基于平均噪声功率估计和平均信号功率估计生成用于通 信信道的CP1CH SNR值。在步骤612， UE 104a可基于CP1CH SNR值生成 用于通信信道的HS-DSCH SNR值。在步骤614， UE 104a可基于HS-DSCH SNR值生成用于通信信道的信道质量指示(CQI)值。
图7是根据本发明实施例与无线基站通信的无线手持装置的典型示意 图。参照图7，显示了移动手持装置或用户装置720，多个基站BS 722和BS 724，以及多个无线链路(RL)， RL!和RL2分别将基站BS 722和BS 724与 用户装置(UE) 720连接。用户装置720可包括处理器742、存储器744和 无线装置746。无线装置746可包括收发器(Tx/Rx) 747。
根据本发明的一个实施例，集成在UE720中的处理器742可用于在无线 装置746中估计通信信道改变的速率。处理器742可基于通信信道改变的速 率的估计，自适应改变用于平均噪声功率估计和/或信号功率估计的滤波器的 长度。通信信道可包括公共导频信道(CPICH)。处理器742可用于加扰至少 部分通过通信信道接收到的无线信号，以生成多个加扰比特。处理器742可 用于累加多个加扰比特的至少一部分，以生成至少一个同相(I)分量和至少 一个积分(Q)分量。
处理器742可基于所述至少一个I分量和至少一个Q分量生成噪声功率 估计和信号振幅估计。处理器742可用于比例縮放噪声功率估计和信号振幅估计，以生成縮放后的噪声功率估计和信号振幅估计。处理器742可使用滤 波器平均己縮放后的噪声功率估计和縮放后的信号振幅估计，并且可平方縮 放后的平均信号振幅估计，以生成平均噪声功率估计和平均信号功率估计。
处理器742可基于平均噪声功率估计和平均信号功率估计，生成通信信道的 CPICH SNR值。处理器742可基于CPICH SNR值可生成通信信道的 HS-DSCHSNR值。处理器742可用于基于HS-DSCH SNR值，生成通信信 道的信道质量指示(CQI)值。
在本发明的一个实施例中，可提供一种机器可读存储。其内存储的计算 机程序包括至少一个代码段，所示至少一个代码段由机器执行而使得所述机 器执行上述步骤，以在无线通信系统中处理信号以在HSDPA CQI选择中执 行自适应噪声滤波。
本发明可以通过硬件、软件，或者软、硬件结合来实现。本发明可以在 至少一个计算机系统中以集中方式实现，或者由分布在几个互连的计算机系 统中的不同部分以分散方式实现。任何可以实现所述方法的计算机系统或其 它设备都是可适用的。常用软硬件的结合可以是安装有计算机程序的通用计 算机系统，通过安装和执行所述程序控制计算机系统，使其按所述方法运行。 在计算机系统中，利用处理器和存储单元来实现所述方法。
本发明还可以通过计算机程序产品进行实施，所述程序包含能够实现本 发明方法的全部特征，当其安装到计算机系统中时，通过运行，可以实现本 发明的方法。本申请文件中的计算机程序所指的是可以采用任何程序语言、 代码或符号编写的一组指令的任何表达式，该指令组使系统具有信息处理能 力，以直接实现特定功能，或在进行下述一个或两个步骤之后，a)转换成其 它语言、编码或符号；b)以不同的格式再现，实现特定功能。
本发明是通过几个具体实施例进行说明的，本领域技术人员应当明白， 在不脱离本发明范围的情况下，还可以对本发明进行各种变换及等同替代。 另外，针对特定情形或具体情况，可以对本发明做各种修改，而不脱离本发 明的范围。因此，本发明不局限于所公开的具体实施例，而应当包括落入本 发明权利要求范围内的全部实施方式。
权利要求
1、一种在无线通信系统中处理信号的方法，其特征在于，所述方法包括在接收器估计通信信道改变的速率，以及基于对所述通信信道改变速率的估计，自适应改变滤波器的长度，所述滤波器用于平均以下中的一个或两个噪声功率估计和信号振幅估计。
2、 根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述通信信道可包括公 共导频信道。
3、 根据权利要求1所述的方法，其特征在于，包括在所述接收器解扰 至少一部分通过所述通信信道接收到的无线信号，以生成多个解扰比特。
4、 根据权利要求3所述的方法，其特征在于，包括累加所述多个解扰 比特的至少一部分，以生成至少一个同相分量和至少一个积分分量。
5、 根据权利要求4所述的方法，其特征在于，包括基于所述至少一个 同相分量和至少一个积分分量生成所述噪声功率估计和所述信号振幅估计。
6、 一种在无线通信系统中处理信号的系统，其特征在于，所述系统包括集成在接收器中的至少一个处理器，用于在所述接收器处估计通信信道 改变的速率，以及所述至少一个处理器基于所述通信信道改变速率的估计，自适应改变滤波器的长度，所述滤波器用于平均以下中的一个或两个噪声功率估计和信号振幅估计。
7、 根据权利要求6所述的系统，其特征在于，所述通信信道可包括公共导频信道。
8、 根据权利要求6所述的系统，其特征在于，所述至少一个处理器用 于解扰至少一部分通过所述通信信道接收到的无线信号，以生成多个解扰比 特。
9、 根据权利要求8所述的方法，其特征在于，所述至少一个处理器可用于累加所述多个解扰比特的至少一部分以生成至少一个同相分量和至少一 个积分分量。
10、根据权利要求9所述的方法，其特征在于，所述至少一个处理器基 于所述至少一个同相分量和至少一个积分分量生成所述噪声功率估计和所述 信号振幅估计。
全文摘要
本发明涉及用于在无线通信系统中处理信号的方法和系统。本发明的各个方面包括在接收器估计通信信道改变的速率。可基于所述通信信道切换的速率估计，自适应改变用于平均噪声功率估计和/或信号振幅估计中的滤波器的长度。所述通信信道可包括公共导频信道(CPICH)。在接收器解扰至少一部分通过通信信道接收到的无线信号以生成多个解扰比特。累加多个解扰比特的至少一部分以生成至少一个同相(I)分量和至少一个积分(Q)分量。
文档编号H04Q7/38GK101203047SQ200710194580
公开日2008年6月18日 申请日期2007年11月30日 优先权日2006年11月30日
发明者塞韦林·卡特罗伊斯-厄斯戈, 苌立枫 申请人:美国博通公司