专利名称：时频相混合的多载波调制方法
技术领域：
本发明涉及一种载波调制技术，确切地说，涉及一种时频相混合的多载波调制方法，属于数字通信中的多载波调制技术领域。
背景技术：
每个数字通信系统(以下简称为系统)都是由一系列环节组成，其中有些环节是不可缺少的，被称为基本环节；从发送方到接收方所包括的基本环节依次是信息格式化→调制→发送→信道→接收→解调→检测→信息格式化。其中的调制和解调必须成对存在，通常称为调制解调环节；但在不产生混淆时，可用“调制”代替“调制解调”。调制的作用是将数字信息转换为适合在被称为信道的传输媒介上传输的波形，再由解调环节将调制后的波形转换为数字信息。调制环节所采用的方法对通信系统的效率影响很大。提高调制方法性能的关键在于波形设计，因此，通常又称调制为线路编码。数字通信系统的调制波形是按相等的时间间隔来组织的，每个时间间隔为一个周期，其间的信号称为码元。对每个码元独立编码，形成一系列不同的码元波形。所有码元有一个相同的基本结构，编解码算法是根据这个基本结构设计的；这样，一种算法就适合所有的码元。每个码元波形的种类数与该码元携带的信息量的对应关系如下b＝log2K，式中，b为码元携带的比特数，K为该码元包含的波形种类数(也称级别数)。因此，好的调制方法应该满足下述指标在相同的条件下产生的码元波形种类数K更多。所谓相同的条件主要是指带宽(信号所占频率范围)、功率谱密度(PSD)和波形的最大幅度(Vmax)三者都相同。在系统设计时，通常这些条件是事先给定的。在本发明以下叙述中，不特殊说明就意味着这些条件都是提前给定的。通常用频带利用率来衡量系统的效率。频带利用率的定义为单位频带的信息传输率，用公式表示为
Rb＝b/T＝(log2 K)/T，式中，W为一个码元信号占据的带宽，T为码元周期，b为码元携带的比特数，K为该码元包含的波形种类数。
现在，已经存在多种调制方法。其中被推崇的是正交频分复用(OFDM)方法。这是一种由多种频率的正弦和余弦波(统称为正弦类波)复合形成的多载波调制技术，是一种频分复用的多载波调制方法。其优点是对抗多径延迟、频带利用率高；已经作为多种通信方式的技术标准中所建议的方法，如WiFi、WiMax、4G等通信标准中均包含OFDM的调制方法，在有线通信的ADSL和VDSL产品中的调制解调器均采用这种方法，不过，通常称为离散多音调制(DMT)，也有称为OFDM的。传统的OFDM在时域上表现为，一个码元的波形是由多个频率的子载波对(子载波也简称为子波，子载波对简称为子波对)组成，每个子波对是由同频的正弦波和余弦波组成，并以方波作为调制波用来改变正弦和余弦波的幅度。每个子波起始于码元的起点，终止于码元的终点，码元的起点到终点的时间称为一个周期(用T表示)；每个子波对包含的同频正弦和余弦波相互正交，子波对之间的频率相差整数倍，因而也是正交的。在频域上，每个子波对的频谱在频域上占据一定宽度的频带，称为一个子信道，子信道之间相差1/T的整数倍，所有子信道占据的频带宽度(简称带宽)用Bv表示。
虽然，OFDM相比于其它调制方法有许多优点，但是，从现代网络通信的发展需求来看，调制方法的潜力还有进一步挖掘的空间。首先，OFDM对子信道的正交性约束就限制了频带利用率的进一步提高。申请人在一项PCT专利申请《一种多重调制传输方法》(申请号PCT/CN03/00321)中所提出的“多重幅频调制直接载波数字传输”和“多重幅频相调制直接载波数字传输”虽然也是采用载波频率不同的多载波调制方法，但是其不要求子信道必须正交；相比于OFDM，在相同的带宽和相同的功率谱密度(PSD)的条件下，上述方法可以获得更高的传输率，因而有更高的频带利用率。
多重幅相调制直接载波数字传输和多重幅频相调制直接载波数字传输与OFDM相比较的一个重要区别是OFDM的各个子波对的频率必须相差整数倍，因而相互是正交的；而多重幅相调制直接载波数字传输和多重幅频相调制直接载波数字传输的各个子波的频率不要求相差整数倍，因此相互之间不必是正交的。因此，在相同的设定带宽中，多重幅相调制直接载波数字传输和多重幅频相调制直接载波数字传输能够比OFDM放置更多的子信道，并在每个子信道中又可以放置多于二个的同频率的子波；而OFDM只允许放置二个同频率的子波一个正弦波和一个余弦波。因而，在设定的系统带宽下，多重幅频调制直接载波数字传输和多重幅频相调制直接载波数字传输比OFDM能够携带更多的比特数，其频带利用率更高。不过，多重幅频调制直接载波数字传输和多重幅频相调制直接载波数字传输也存在不足之处与OFDM一样，子波必须是正弦类的波形，且子波的相位不携带信息，组织结构也比较单一。这就限制了线路编码的灵活性，也影响频带利用率的进一步提高。
发明内容
有鉴于此，本发明的目的是提供一种时频相混合的多载波调制方法，该方法既能够保留多重幅频调制直接载波数字传输与多重幅频相调制直接载波数字传输对于OFDM的优点，同时，又通过扩大子载波的类型的选择范围和提出新的波形构造方法，能够提高线路编码的灵活性，从而进一步提高了系统的传输效率。
为了达到上述目的，本发明提供了一种时频相混合的多载波调制方法，其特征在于待传输信号被分成为相同周期的一系列码元，每个码元周期的波形是由多个子波线性叠加构成的合成波，其中每个子波均为只存在于一段被称为子波有效期的时间内的分段函数，所有子波都按基本结构组织；所述基本结构是各子波在时间轴上依次移后一个时移的位置，每个子波由调制波和基子波联合组成，其中调制波为方波，该方波的宽度为子波的有效期，方波的幅度为子波的幅度；基子波的形状是下述波形的一种或多种正弦类波、方波、锯齿波、三角波、截断高斯波、升余弦波或小波；所有子波被分成多组，每组包含的子波数不受限制，即不要求各组的子波数Qi彼此相等Qi＝Qi+1，其中，自然数i是每组子波数的序号，其最大值为自然数M，各组内的基子波和各组之间的基子波分别是相同或不同，每个码元的信号用公式表示为其中， i＝1，…，M，j＝1，…，Qi，表示只在其有效期Tij内存在的方波，其幅度为aij∈{vk，k＝1，…，Y}，vk在实数域取值，k为正整数，表示按现行的多幅度调制的方法对幅度量化，而Y的取值范围取决于工程实施时的条件，goij(t-τij)为基子波。
所述每个码元根据其中的各子波及其相互配合的特点，组成频移时移结构FTS，该频移时移结构由M组子波组成，每组内基子波相同，各组之间的子波数相等，但各组间对应位置上的基子波不相同；其形式化表示为 aij∈{vk，k＝1，…，Y}，vk在实数域取值，k为正整数，表示按现行的多幅度调制的方法对幅度量化，而Y的取值范围取决于工程实施时的条件，goij(t-τij)＝goi(j+1)(t-τi(j+1))，goij(t-τij)≠go(i+1)j(t-τ(i+1)j)，其中，i＝1，…，M，j＝1，…，Q；该频移时移结构FTS的解调过程是进行下述一系列相干运算
i＝1，…，M，j＝1，…，Qi，得到一个线性方程组RA＝G，式中，gr(t)为接收到的合成波，A为待求子波幅度组成的列向量，G为该一系列相干运算结果所组成的列向量，R为系数矩阵，求解该方程组能够得到各个子波的幅度；通过下述训练过程获得矩阵R先在发送端发送自然数U个基子波goh(t-τh)，h＝1，…，j，…，Q1，Q2-1+1，…，Q2-1+Q2，…，QM-1+1，…，QM-1+QM，再在接收端获得U个对应的基子波gorh(t-τh)， h＝1，…，j，…，Q1，Q2-1+1，…，Q2-1+Q2，…，QM-1+1，…，QM-1+QM；然后再计算令 h，l＝1，…，j，…，Q1，Q2-1+1，…，Q2-1+Q2，…，QM-1+1，…，QM-1+QM，得到U×U个rhl，即获得矩阵R的所有元素。
所述每个码元根据其中的各子波及其相互配合的特点，组成时移频移结构TFS，该时移频移结构由M组子波组成，每组内基子波不相同，各组的子波数相等，而各组之间对应位置上的基子波相同，其形式化表示为 式中，aij∈{vk，k＝1，…，Y}，vk在实数域取值，k为正整数，表示按现行的多幅度调制的方法对幅度量化，而Y的取值范围取决于工程实施时的条件，goij(t-τij)≠goi(j+1)(t-τi(j+1))，goij(t-τij)＝go(i+1)j(t-τ(i+1)j)，其中i＝1，…，M，j＝1，…，Q；该时移频移结构TFS结构的解调过程是进行下述一系列相干运算
i＝1，…，M，j＝1，…，Qi，得到一个线性方程组RA＝G，式中，gr(t)为接收到的合成波，A为待求子波幅度组成的列向量，G为一系列相干运算结果组成的列向量，R为系数矩阵，求解该方程组能够得到各个子波的幅度；通过下述训练可获得矩阵R先在发送端发送U个基子波goh(t-τh)，h＝1，…，j，…，Q1，Q2-1+1，…，Q2-1+Q2，…，QM-1+1，…，QM-1+QM，再在接收端获得U个对应的基子波gorh(t-τh)，h＝1，…，j，…，Q1，Q2-1+1，…，Q2-1+Q2，…，QM-1+1，…，QM-1+QM；然后计算令 h，l＝1，…，j，…，Q1，Q2-1+1，…，Q2-1+Q2，…，QM-1+1，…，QM-1+QM，得到U×U个rhl，即获得矩阵R的所有元素。
所述每个码元根据其中的各子波及其相互配合的特点，组成自由结构FREE，该自由结构FREE由M组子波组成，每组内基子波和各组之间的子波数与基子波都是相同或不相同的，其形式化表示为aij∈{vk，k＝1，…，Y}，vk在实数域取值，k为正整数，表示按现行的多幅度调制的方法对幅度量化，而Y的取值范围取决于工程实施时的条件， 或goij(t-τij)≠goi(j+1)(t-τi(j+1))，goij(t-τij)≠go(i+1)j(t-τ(i+1)j)， 或goij(t-τij)＝goi(j+1)(t-τi(j+1))，goij(t-τij)≠go(i+1)j(t-τ(i+1)j)， 或goij(t-τij)≠goi(j+1)(t-τi(j+1))，goij(t-τij)＝go(i+1)j(t-τ(i+1)j)，其中，i＝1，…，M，j＝1，…，Qi； 该自由结构FREE的解调过程是进行下述一系列的相干运算 i＝1，…，M，j＝1，…，Qi，得到一个线性方程组RA＝G，其中，gr(t)为接收到的合成波，A为待求子波幅度组成的列向量，G为一系列相干运算结果组成的列向量，R为系数矩阵，求解该方程组能够得到各个子波的幅度；通过下述训练可获得矩阵R先在发送端发送U个基子波goh(t-τh)，h＝1，…，j，…，Q1，Q2-1+1，…，Q2-1+Q2，…，QM-1+1，…，QM-1+QM，再在接收端获得U个对应的基子波gorh(t-τh)，h＝1，…，j，…，Q1，Q2-1+1，…，Q2-1+Q2，…，QM-1+1，…，QM-1+QM，然后计算令 h，l＝1，…，j，…，Q1，Q2-1+1，…，Q2-1+Q2，…，QM-1+1，…，QM-1+QM，得到U×U个rhl，即获得矩阵R的所有元素。
所述每个码元根据其中的各子波及其相互配合的特点，组成频移时移相移结构FTPS，该频移时移相移结构FTPS由M组子波组成，所有基子波均为具有时移而相位可调的正弦波，所有子波的相位都按传统数字通信中的多相位键控MPSK的量化方法取值，所有子波的幅度为归一化最大幅度，每组内基子波的频率相同，各组之间子波数相等或不相等，各组之间对应位置上的基子波的频率不相同，其形式化表示为
ωij＝ωi(j+1)，ω(i+1)j≠ωij，其中i＝1，…，M，j＝1，…，Qi； 该频移时移相移结构FTPS的解调过程是用基子波对分别进行下述相干运算其中，gr(t)为接收到的合成波，sin[ωl(t-τl)]r和cos[ωl(t-τl)]r分别为接收到的基子波对，取h，l＝1，…，j，…，Q1，Q2-1+1，…，Q2-1+Q2，…，QM-1+1，…，QM-1+QM，得到两个线性方程组Rsφs＝Gs和Rcφc＝Gc，再将该两个线性方程组合并得到一个线性方程组Rφ＝G，其中，R＝[Rs，Rc]T，φ＝[φs，φc]T，
求解该方程组能够得到关于每个子波的两个解
再进一步得到
如果该两者都靠近同一个量化值，则取该量化值为最后解，如果两者分别靠近两个不同的量化值，则将该两者平均后，再取其最靠近的量化值为最后解，则完成解调；通过下述训练过程可获得矩阵Rs，Rc先在发送端发送U个基子波对sin[ωhl(t-τhl)]和cos[ωhl(t-τhl)]，接收端得到U个基子波对sin[ωhl(t-τhl)]r和cos[ωhl(t-τhl)]r，然后分别做如下运算 ， 取h，l＝1，…，j，…，Q1，Q2-1+1，…，Q2-1+Q2，…，QM-1+1，…，QM-1+QM，得到U×U个(rhlss，rhlsc，rhlcs，rhlcc)组，由此形成矩阵R。
所述每个码元根据其中的各子波及其相互配合的特点，组成时移相移频移结构TPFS，该时移相移频移结构TPFS由M组子波组成，其中所有基子波均为具有时移而相位可调的正弦波，所有子波的相位按传统数字通信中的多相位键控MPSK的量化方法取值，所有子波的幅度为归一化最大幅度，每组内基子波的频率不相同，当组间子波数相等时，组内序号相同的基子波的频率相同；当组间子波数不相等时，若对应位置上存在相同组内序号的基子波时，则具有该组内序号的基子波的频率相同，而无对应组内序号的基子波的频率独立取值，其形式化表示为
ωij≠ωi(j+1)，ω(i+1)j＝ωij，其中i＝1，….，M，j＝1，…，Qi； 该时移相移频移结构TPFS结构的解调过程是用基子波对分别进行下述相干运算其中，gr(t)为接收到的合成波，sin[ωl(t-τl)]r和cos[ωl(t-τl)]r为接收到的基子波对，取h，l＝1，…，j，…，Q1，Q2-1+1，…，Q2-1+Q2，…，QM-1+1，…，QM-1+QM，得到两个线性方程组Rsφs＝Gs和Rcφc＝Gc，再将该两个线性方程组合并得到一个线性方程组Rφ＝G，其中，R＝[Rs，Rc]T，φ＝[φs，φc]T，
h，l＝[1，…，Qi]i，i＝1，…，M；求解该方程组能够得到每个子波的两个解
再进一步得到
如果该两者都靠近同一个量化值，则取该量化值为最后解，如果该两者分别靠近两个不同的量化值，则将该两者平均后，再取最靠近的量化值为最后解，则完成解调；通过下述训练过程可获得矩阵Rs，Rc先在发送端发送U个基子波对sin[ωh(t-τh)]和cos[ωh(t-τh)]，再在接收端得到U个基子波对sin[ωh(t-τh)]r和cos[ωh(t-τh)]r，然后分别计算 ， 取h，l＝1，…，j，…，Q1，Q2-1+1，…，Q2-1+Q2，…，QM-1+1，…，QM-1+QM，得到U×U个(rhlss，rhlsc，rhlcs，rhlcc)组，由此形成矩阵R。
本发明方法的优点是虽然本发明方法与OFDM一样，也是分成多个子信道，但是，各子信道之间的频率不必相差整数倍，因此，在相同给定带宽的情况下，本发明可以设置更多的子信道，从而有更高的频带利用率；另外，该方法对子波的限制很小，子波形状可以采用多种不同形式，并且，各子波可以同时采取不同形状，既可以调幅，也可以调相，因此可以组合成多种不同结构形式的合成波，从而能适应不同传输环境。
图1(A)、(B)分别是时频相混合的多载波调制方法TFPMC的码元基本结构框架的两个示意图。其中(A)图为其各子波在横向时间轴上的位置分布图，(B)图是各子波位置在纵坐标方向拉开，以便清晰地表明其合成波的结构。
图2是采用本发明方法的频移时移FTS结构的一个码元波形的示意图。
图3是采用本发明方法的时移频移TFS结构的码元波形的示意图。
图4是采用本发明方法的自由结构FREE的码元波形的示意图。
图5是采用本发明方法的频移时移相移FTPS结构的码元波形示意图。
图6是采用本发明方法的时移相移频移TPFS结构的码元波形示意图。
具体实施例方式 为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面结合附图对本发明作进一步的详细描述。
本发明是一种时频相混合多载波调制方法(简称TFPMC)，它是将待传输信号分成为相同周期的一系列码元，每个码元周期的波形是由U个子波构成的合成波，在一个码元周期内的每个子波均为只存在于一段被称为子波有效期的时间内的分段函数，所有子波都按基本结构组织；该基本结构是第一个子波起始于码元周期的起始点，第二个子波的起始点相对于第一个子波的起始点移后一个位置，以此类推，第i+1个子波的起始点也相对于第i个子波的起始点移后一个位置，直到第U个子波。每一个子波由调制波和基子波联合组成，其中调制波为方波，该方波的宽度是子波的有效期，方波的幅度决定了子波的幅度，基子波的形状是正弦类波、方波、锯齿波、三角波、截断高斯波、升余弦波、小波等波形类别中的一种或多种，将所有的子波线性叠加起来就构成了一个完整码元的合成波。对一个完整码元合成波的解调是通过解线性方程组实现的，这个线性方程组是由一系列相干运算所形成，且每一次相干运算只在相应的子波有效期内有定义；这里的相干运算是指用一个基子波与指定的有效期内的波形相乘后，再在该有效期内求积分。为了更方便地描述合成波的构造，将所有子波分成M组，每一组包含的子波数可以相等或不相等，各组的子波数用Qi表示，同时Qi也是第i组最后一个子波的序号，它表示第i组包含的子波分别为gi1(t-τi1)，…，gij(t-τij)，…，
共计Qi个，其中i＝1，…，M，j＝1，…，Qi，M∈N，Qi∈N，N为自然数域，i为组的序号的下标，j为组内序号的下标，Qi≠Qi+1或者Qi＝Qi+1，总子波数为
子波表示为 i＝1，…，M，j＝1，…，Qi………(1) 表示只在其有效期Tij内存在的方波，其幅度为 aij∈{vk，k＝1，…，Y}，.........................................................(2)； 式中，vk在实数域取值，k为正整数，表示按现行的多幅度调制的方法对幅度量化，而Y的取值范围取决于工程实施时的条件，该式(2)意味着子波的幅度按传统的数字通信中幅度的量化方法取值，Y表示量化的幅度数，Z表示整数域，goij(t-τij)为基子波，上述式(1)中的τij表示该子波的起始点相对于合成波起始点的时移(本发明所称的“时移”均指该涵义)，合成波的周期 子波的频率定义为其中c∈Z为该子波形在有效期内过零的次数(即过零点数)，过零点的形式化定义为 设d，e∈Z，d≠0，e＞0，则在tx-tx+e的时间段内全部坐标点t均为g(t)的一次过零点。
本发明的基子波是指其幅度取归一化最大幅度的波，定义归一化幅度为其中a子波的幅度，amax是子波可取幅度的最大值，则归一化最大幅度为也就是说，所有的基子波具有相同的幅度，但可以取不同的形状、频率和相位，当两个基子波的形状和频率相同时，则该两个基子波相同。基子波波形的选取原则是有利于减小信号带宽和降低解调方程组的病态性，具体波形需要通过试验确定。方程组的病态性描述如下实现解调的线性方程组表示为RA＝G，其中A为待求的各子波的幅度组成的列向量，G是通过对接收到的码元合成波做一系列的相干运算得到的列向量，R为方程组的系数矩阵。当考虑噪声影响时，上述方程组变为R(A+ΔA)＝G+ΔG，ΔG为噪声向量，ΔA为解的误差向量。由于，在编码时指定RA≡G(式中，≡表示恒等)，于是有RΔA＝ΔG，ΔA＝R-1ΔG，||ΔA||≤||R-1||||ΔG||，||x||表示x的范数。式||ΔA||≤||R-1||||ΔG||给出了误差向量的上界为||R-1||||ΔG||，这意味着，噪声向量可被||R-1||放大，从而放大了误差向量。可见，||R-1||应该尽量小。当||R-1||大时，表明方程组的病态性增加。其中R-1是矩阵R的逆。
于是一个码元的合成波可表示为 发送的波形经过信道后，在接收端得到的波形为grij(t-τij)为接收到的子波，接收到的基子波用gorij(t-τij)表示。对gr(t)的解调过程是做一系列的相干运算得到一个线性方程组RA＝G............(3) 解该方程组即可得到各个子波的幅度。所述的相干运算是 上述式(3)中，A＝(aij，i＝1，…，M，j＝1，…，Qi)T为待求的列向量，其各分量为待求的各子波幅度，G＝(Gh，h＝1，…，j，…，Q1，Q2-1+1，…，Q2-1+Q2，…，QM-1+1，…，QM-1+Q2)T为式(4)所示的一系列相干运算结果组成的列向量；通过训练可获得矩阵R，训练过程为发送端发送U个基子波goh(t-τh)，则在接收端获得U个对应的基子波gorh(t-τh)，所有接收到的基子波彼此相乘后，再作积分运算，即得到U×U个rhl，获得矩阵R的所有元素 以上的h，l＝1，…，j，…，Q1，Q2-1+1，…，Q2-1+Q2，…，QM-1+1，…，QM-1+QM。
参见图1，介绍采用本发明时频相混合的多载波调制TFPMC方法的码元的基本结构框架示意图。其结构框架的基本元素是方波，它给定了子波的有效期(又称为子波有效期)，该有效期是指方波起点到终点的一段区间，子波只存在于该区间内，在该区间之外不存在；各有效期依次延迟一个坐标位置，并且最后一个子波有效期的起点必须在第一个子波有效期之内，所有的子波有效期区间叠加后所占据的区间为一个码元的周期，或者取最长的有效期的二倍作为一个码元的周期。方波还作为该子波的调制波，用公式i＝1，…，M，j＝1，…，Qi表示之，意味着第i组的第j个子波只存在于有效期Tij内，而在其它时间段不存在；Φij(t)的起点相对于Φ11(t)的起始点延迟τij长度的时间坐标位置，Φ11(t)的起始点也是码元的起点，其中ak(k＝1，…，Y)表示调制波的幅度随机地从规定的Y种量化幅度中取第k个量化幅度，即按数字通信中幅度调制的通用方法进行量化和取值。其中图(A)为各子波在横向时间轴上的位置分布示意图，对于基本结构框架来说，方波的幅度应该是相同的归一化幅度，但是为了显示清楚，图(A)中取了不同的幅度，以避免各个方波重叠在一起。图(B)中，各子波的位置在纵坐标方向拉开，以便清晰地表明合成波的结构，其中，A是第1组第1个子波调制波Φij(t)，B是Φ11(t)的起点的时移τ11＝0，C是第1组第Q1个子波起点的时移
D是第i组第j个子波调制波Φij(t)，E是第i组第j个子波起点的时移τij，F是第i组第Qi个子波调制波
G是第M组第QM个子波调制波
也是第U个子波调制波，H是第M组第QM个子波起点的时移
由子波构成的合成波可以有多种不同结构，本发明提出了五种结构的时频相混合的多载波调制方法TFPMC，它们分别是频移时移结构(FTS)、时移频移结构(TFS)、自由结构(FREE)、频移时移相移结构(FTPS)和时移相移频移结构(TPFS)。下面分别介绍上述五种不同结构的多载波调制方法。
参见图2，首先介绍频移时移结构(FTS)的一个码元波形，图中的一个码元包含6个子波，各子波均为正弦波，被分成三组，每组包含两个频率相同的子波，各组间子波频率不同，形成3个子信道；图中1号、2号是第一组的第一个子波和第二个子波，3号、4号是第二组的第一个子波和第二个子波，5号、6号是第三组的第一个子波和第二个子波，第二组的频率高于第一组的频率，第三组的频率高于第二组的频率，所有子波依次有一个时移。
因此，FTS码元波形的特点是所有的子波按基本结构组织，每组内子波数相等，且基子波相同，各组之间的子波数相等，但各组之间对应位置上的基子波不相同，其形式化表示为其中，goij(t-τij)＝goi(j+1)(t-τi(j+1))，表示每组内的基子波相同，goij(t-τij)≠go(i+1)j(t-τ(i+1)j)，表示各组之间对应位置上的基子波不相同，所述对应位置是指组内序号的下标j相同，其中i＝1，…，M，j＝1，…，Q，M为子波的分组数，Q为各组内的子波数，意味着各组内子波数相等。
参见图3，介绍第二个时移频移结构(TFS)的码元波形，图中，该结构的一个码元包含6个子波，被分成3组，每组内包含2个正弦形子波，其频率依次增大，形成3个子信道，两组间对应位置的子波频率相同；图中，1-3号分别为第一组的3个子波，频率依次增大，4-6号分别为第二组的3个子波，频率依次增大，并且1号与4号两个子波的频率相同，2号与5号两个子波的频率相同，3号与6号两个子波的频率相同，所有子波依次有一个时移。因此，该时移频移TFS结构码元的特点是所有的子波按基本结构组织，每组内子波数相等，但基子波不相同，各组之间的子波数相等，并且对应位置上的基子波相同，其形式化表示为 其中，goij(t-τij)≠goi(j+1)(t-τi(j+1))，表示每组内的基子波不相同，goij(t-τij)＝go(i+1)j(t-τ(i+1)j)，表示各组之间对应位置上的基子波相同。其中i＝1，…，M，j＝1，…，Q，M为子波的分组数，Q为各组内的子波数，意味着各组内子波数相等。
参见图4，介绍第三个自由结构(FREE)的码元波形，图中它的一个码元包含5个子波，被分成两组，第一组包含频率依次增加的哈尔小波形子波，第二组包含3个频率依次增加的正弦形子波；图中，1号和2号分别是第一组的第一个哈尔小波和第二个哈尔小波，2号的频率高于1号，3～5号分别是第二组的3个正弦波，且其频率依次增大，所有子波依次有一个时移。
因此，自由结构FREE的码元特点是所有的子波按基本结构组织，每组内基子波可以相同或不相同，各组之间的子波数和基子波可以相同或不相同，其形式化表示为 或者goij(t-τij)≠goi(j+1)(t-τi(j+1))，goij(t-τij)≠go(i+1)j(t-τ(i+1)j)，表示每组内基子波不相同，各组之间对应位置上的基子波也不相同， 或者goij(t-τij)＝goi(j+1)(t-τi(j+1))，goij(t-τij)≠go(i+1)j(t-τ(i+1)j)，表示每组内基子波相同，而各组之间对应位置上的基子波不相同， 或者goij(t-τij)≠goi(j+1)(t-τi(j+1))，goij(t-τij)＝go(i+1)j(t-τ(i+1)j)，表示每组内基子波不相同，而各组之间对应位置上的基子波相同， 其中，i＝1，…，M，j＝1，…，Qi，M为子波的分组数，Qi既是第i组的子波数，也是第i组最后一个子波的序号。
上述FTS、TFS、FREE三种结构的解调过程是做一系列的相干运算，得到一个线性方程组RA＝G...............(5) 解该方程组得到各个子波的幅度，即完成解调。这里所述的相干运算是 公式(5)中，A＝(aij，i＝1，…，M，j＝1，…，Qi)T为待求的列向量，其各分量为待求的各子波幅度；G＝(Gh，h＝1，…，j，…，Q1，Q2-1+1，…，Q2-1+Q2，…，QM-1+1，…，QM-1+Q2)T为公式(6)所示的一系列相干运算结果组成的列向量；通过训练可获得矩阵R，该训练过程为发送端发送U个基子波goh(t-τh)，则在接收端获得U个对应的基子波gorh(t-τh)，所有接收到的基子波彼此相乘后，再作积分运算，即得到U×U个rhl，获得矩阵R的所有元素。
以上的h，l＝1…，j，…，Q1，Q2-1+1，…，Q2-1+Q2，…，QM-1+1，…，QM-1+QM。
参见图5，介绍第四个频移时移相移结构(FTPS)的码元波形，图中它的一个码元包含6个子波，被分成两组，第一组包含3个频率相同而相位可调的正弦波，第二组包含3个频率相同而相位可调的正弦波，第二组的子波频率高于第一组，各子波的相位分别取0、π/2或-π/2中的一种；图中，第1、2、3号子波是第一组的子波，第4、5、6号子波是第二组的子波，4～6号的3个正弦波的频率高于1～3号的3个正弦波的频率，所有子波依次有一个时移。因此，FTPS结构码元的特点是所有的子波按基本结构组织，所有基子波均为具有时移而相位可调的正弦波，相位按传统数字通信中的多相位键控(MPSK)的量化方法取值，所有子波的幅度为归一化最大幅度，每组内基子波的频率相同，各组之间子波数相等或不相等，各组之间对应位置上的基子波的频率不相同，其形式化表示为
ωij＝ωi(j+1)，ω(i+1)j≠ωij，其中i＝1，…，M，j＝1，…，Qi，M为子波的分组数，Qi既是第i组的子波数，也是第i组最后一个子波的序号，ωi＝2πfi为角频率，
称sinωij(t-τij)和cosωij(t-τij)为一个基子波对。
频移时移相移结构(FTPS)的解调过程为 用基子波对分别做如下相干运算其中，gr(t)为接收到的合成波，sin[ωl(t-τl)]r和cos[ωl(t-τl)]r为接收到的基子波对，取h，l＝1，…，j，…，Q1，Q2-1+1，…，Q2-1+Q2，…，QM-1+1，…，QM-1+QM得到两个线性方程组
将该两个公式(7)和(8)转化为向量形式，得到Rsφs＝Gs和Rcφc＝Gc........(9)，再将其合并得到一个向量表示的方程组Rφ＝G............(10) 其中，R＝[Rs，Rc]T，φ＝[φc，φs]T，
更详细的表达公式是 以及
其中h，l＝1，…，j，…，Q1，Q2-1+1，…，Q2-1+Q2，…，QM-1+1，…，QM-1+QM。
解方程组(10)可得到关于每个子波的二个解
进一步能够得到
如果两者都靠近同一个量化值，则取该量化值为最后解，如果两者分别靠近两个不同的量化值，则将二者平均后，再取最靠近的量化值为最后解，则完成解调。
通过训练可获得矩阵Rs，Rc，该训练过程为发送端发送U个基子波对sin[ωh(t-τh)]和cos[ωh(t-τh)]，接收端得到U个基子波对sin[ωh(t-τh)]r和cos[ωh(t-τh)]r。分别做如下运算 ......(12) 得到U×U个(rhlss，rhlsc，rhlcs，rhlcc)组，由此形成矩阵R。
参见图6，最后介绍时移相移频移结构(TPFS)的码元波形，图中，它的一个码元包含被分成3组的6个子波，每组包含2个频率依次增加而相位可调的正弦波，第1、2个子波组成第1组子波，第3、4个子波组成第2组子波，第5、6个子波组成第3组子波，3组之间对应位置上的各子波对的频率相同，各子波的相位分别取0、π/2或-π/2中的一种；图中，2、4、6号的频率分别高于1、3、5号的频率，1、3和5号的频率相同，2、4和6号的频率相同，所有子波依次有一个时移。因此，TPFS结构码元的特点是所有的子波按基本结构组织，所有基子波均为具有时移而相位可调的正弦波，所有子波的相位按传统数字通信中的多相位键控(MPSK)的量化方法取值，所有子波的幅度为归一化最大幅度，每组内基子波的频率不相同。当组间子波数相等时，组内序号相同的基子波的频率相同；当组间子波数不相等时，若对应位置上存在相同组内序号的基子波时，则具有该组内序号的基子波的频率相同，而无对应组内序号的基子波的频率独立取值；其形式化表示为
ωij≠ωi(j+1)，ωij＝ω(i+1)j，其中i＝1，…，M，j＝1，…，Q，ωi＝2πfi为角频率，
称sinωij(t-τij)和cosωij(t-τij)为一个基子波对。
时移相移频移结构TPFS的解调过程为用基子波对分别做如下相干运算 其中，gr(t)为接收到的合成波，sin[ωl(t-τl)]r和cos[ωl(t-τl)]r为接收到的基子波对，取h，l＝1，…，j，…，Q1，Q2-1+1，…，Q2-1+Q2，…，QM-1+1，…，QM-1+QM得到两个线性方程组 Rsφs＝Gs和Rcφc＝Gc，它们的详细表达公式如公式(7)和(8)所示，再将其合并，得到一个向量表示的方程组Rφ＝G.....................(13) 其中，R＝[Rs，Rc]T，φ＝[φc，φs]T，
更详细的表达公式如公式(11-1)和(11-2)所示。
解方程组(13)，可得到关于每个子波的两个解
进一步得到
如果两个解都靠近同一个量化值，则取该量化值为最后解，如果两者分别靠近两个不同的量化值，则将二者平均后，再取最靠近的量化值为最后解，则完成解调。
通过训练可获得矩阵Rs，Rc，其训练过程为发送端发送U个基子波对sin[ωh(t-τh)]和cos[ωh(t-τh)]，接收端得到U个基子波对sin[ωh(t-τh)]r和cos[ωh(t-τh)]r。再分别做如下运算 ， 得到U×U个(rhlss，rhlsc，rhlcs，rhlcc)组，由此形成矩阵R。
其中M和Qi的确定原则有五条(1)要保证成立，(2)在FTS和FTPS结构中，每一个组中的所有子波频率相同，具有相同的频域带宽，则一个组在频域上为一个子信道，各子信道的带宽为Bi，i＝1，...，M，设计者可以根据系统的资源和设计目标通过试验确定Bi的具体值，推荐的带宽是Bi≤0.1W(称之为99％带宽)，以达到信号通过信道和均衡环节后失真尽量小的目的，也即是说子波尽量是窄带信号。如果能够采用适合的波形预处理和均衡方法，则可以不要求为窄带信号，其中Bi为谱零点带宽，W为系统给定带宽，(3)各子信道在频率轴上占据的区间部分重叠，在保证M个子信道占据的总带宽尽量接近、但不超过系统给定的带宽W的条件下，重叠越紧密，子信道数M越大，频带利用率越高；但同时还要保证M个子信道合成的功率谱密度(PSD)不超过给定值。(4)对于TFS、FREE和TPFS，先按FTS方式将相同频率的子波放到同一子信道中，按99％带宽原则确定Bi和M，然后再按TSFD、FREE和TPFS各自的规则安排各个子波，(5)在一个组中的子波数Qi要尽量多，但要保证该子信道的PSD不超过给定值，可以通过调整子波幅度来保证该子信道的PSD不超过给定值，在调整子波幅度的同时，还要保证每个子波至少携带一个比特。
本发明方法已经由申请人进行了实施试验，下面简要说明实施例的情况 第1个实施例以正弦波为基子波的FTS结构的TFPMC在100米VDSL信道上的仿真比较情况 (1)仿真条件①信道VDSL将信道分成四个频段，该实施例仿真只涉及占据带宽为138khz～3.75Mhz的第一个下行和占据带宽为3.75～5.2Mhz的第一个上行。②信号功率和噪声合成波的PSD为-40dBm/Hz，噪声类型为-140dBm/Hz的加性高斯白噪声以及串音干扰fext噪声。
(2)波形组织 下行共16个频带，每个频带19个子波，共304个子波，基子波为正弦波，每个子波分别携带2bit信息。各频带的载波中心频率(Hz)分别为348000，337000，3240000，3120000，3010000，2880000，2760000，2650000，2520000，2400000，2290000，2160000，2040000，1930000，1800000，1670000，1560000，1440000，1322000，1200000，1080000，950000，840000，730000，600000，490000，360000； 上行共6个频带，每个频带28个子波，共168个子波，每个子波分别携带2bit信息。每个频带子波的中心频率从4.48MHz开始，以70KHz为步长增加，到4.83MHz结束(即各频带的载波中心频率分别为4.48MHz、4.55MHz、4.62MHz、4.69MHz、4.76MHz、4.83MHz)。
(3)仿真结果上行传输率是11.76Mbps，误码率小于1e-7； 下行传输率是36.48Mbps，误码率小于1e-7。
第2个实施例以正弦波为基子波的TFS结构的TFPMC在3.66公里(即12千英尺)的ADSL信道上的仿真情况 (1)仿真条件①信道3.66公里的ADSL信道，上行的频谱范围[30K130K]，下行的频谱范围[140K 700K]；②信号功率和噪声合成波的PSD为-40dBm/Hz，噪声类型加性高斯白噪声以及串音干扰fext噪声； (2)波形组织 上行信道划分子信道带宽20k，共有5个信道，子信道带宽20k，每个信道3个子波，一共15个子波，所有子波分成三组，每组5个频率递增的子波，频率间隔为20KHz； 下行信道划分子信道带宽20k，共有28个信道，每个子信道3个子波，总共有84个子波，所有子波分成三组，每组28个频率递增的子波，频率间隔为20KHz； 基子波为正弦波； (2)合成波的PSD为-40dBm/Hz，噪声类型信号的PSD为-140dBm/Hz的加性高斯白噪声； (3)仿真结果上行传送率为696.7Kbps，误码率小于1e-7； 下行传送率为3.75Mbps，误码率小于1e-7。
第3个实施例以哈尔(Harr)小波为基子波的FTS结构的TFPMC在500m5#线信道的仿真情况 (1)仿真条件①信道500m 5#线信道，频率范围10MHz；②信号功率和噪声信号的PSD为-40dbm，-150dbm白噪声 (2)波形组织基子波为哈尔(Harr)小波，分为二个子信道，其中心频率分别为1Mhz、1.5Mhz，每个子信道5个子波，每个子波携带10bit； (3)仿真结果传送率50Mbps，误码率为1e-7。
第4个实施例以正弦波为基子波的FTPS在Ka频段卫星通信信道上的仿真情况 (1)仿真条件①信道Ka频段卫星通信信道，频带范围(MHz)0～1.25；②信号功率和噪声发送信号的PSD(dBm/Hz)-29，高斯白噪声； (2)波形组织子信道带宽37.879，子信道数40，每个子信道8个子波，信噪比(dB)28； (3)仿真结果传输率(Mbps)28，误码率2.656250e-005。
权利要求
1、一种时频相混合的多载波调制方法，其特征在于待传输信号被分成为相同周期的一系列码元，每个码元周期的波形是由多个子波线性叠加构成的合成波，其中每个子波均为只存在于一段被称为子波有效期的时间内的分段函数，所有子波都按基本结构组织；所述基本结构是各子波在时间轴上依次移后一个时移的位置，每个子波由调制波和基子波联合组成，其中调制波为方波，该方波的宽度为子波的有效期，方波的幅度为子波的幅度；基子波的形状是下述波形的一种或多种正弦类波、方波、锯齿波、三角波、截断高斯波、升余弦波或小波；所有子波被分成多组，每组包含的子波数不受限制，即不要求各组的子波数Qi彼此相等Qi＝Qi+1，其中，自然数i是每组子波数的序号，其最大值为自然数M，各组内的基子波和各组之间的基子波分别是相同或不同，每个码元的信号用公式表示为
其中，i＝1，…，M，j＝1，…，Qi，
表示只在其有效期Tij内存在的方波，其幅度为aij∈{vk，k＝1，…，Y}，vk∈R，Y∈Z，goij(t-τij)为基子波。
2、根据权利要求1所述的时频相混合的多载波调制方法，其特征在于所述每个码元根据其中的各子波及其相互配合的特点，组成频移时移结构FTS，该频移时移结构由M组子波组成，每组内基子波相同，各组之间的子波数相等，但各组间对应位置上的基子波不相同；其形式化表示为
aij∈{vk，k＝1，…，Y}，vk在实数域取值，k为正整数，表示按现行的多幅度调制的方法对幅度量化，而Y的取值范围取决于工程实施时的条件，goij(t-τij)＝goi(j+1)(t-τi(j+1))，goij(t-τij)≠go(i+1)j(t-τ(i+1)j)，其中，i＝1，…，M，j＝1，…，Q；该频移时移结构FTS的解调过程是进行下述一系列相干运算
i＝1，…，M，j＝1，…，Qi，得到一个线性方程组RA＝G，式中，gr(t)为接收到的合成波，A为待求子波幅度组成的列向量，G为该一系列相干运算结果所组成的列向量，R为系数矩阵，求解该方程组能够得到各个子波的幅度；通过下述训练过程获得矩阵R先在发送端发送自然数U个基子波goh(t-τh)，h＝1，…，j，…，Q1，Q2-1+1，…，Q2-1+Q2，…，QM-1+1，…，QM-1+QM，再在接收端获得U个对应的基子波gorh(i-τh)，式中，
h＝1，…，j，…，Q1，Q2-1+1，…，Q2-1+Q2，…，QM-1+1，…，QM-1+QM；然后再计算
令
h，l＝1，…，j，…，Q1，Q2-1+1，…，Q2-1+Q2，…，QM-1+1，…，QM-1+QM，得到U×U个rhl，即获得矩阵R的所有元素。
3、根据权利要求1所述的时频相混合的多载波调制方法，其特征在于所述每个码元根据其中的各子波及其相互配合的特点，组成时移频移结构TFS，该时移频移结构由M组子波组成，每组内基子波不相同，各组的子波数相等，而各组之间对应位置上的基子波相同，其形式化表示为
式中，
aij∈{vk，k＝1，…，Y}，vk在实数域取值，k为正整数，表示按现行的多幅度调制的方法对幅度量化，而Y的取值范围取决于工程实施时的条件，goij(t-τij)≠goi(j+1)(t-τi(j+1))，goij(t-τij)＝go(i+1)j(t-τ(i+1)j)；其中i＝1，…，M，j＝1，…，Q；该时移频移结构TFS结构的解调过程是进行下述一系列相干运算
i＝1，…，M，j＝1，…，Qi，得到一个线性方程组RA＝G，式中，gr(t)为接收到的合成波，A为待求子波幅度组成的列向量，G为一系列相干运算结果组成的列向量，R为系数矩阵，求解该方程组能够得到各个子波的幅度；通过下述训练可获得矩阵R先在发送端发送U个基子波goh(t-τh)，h＝1，…，j，…，Q1，Q2-1+1，…，Q2-1+Q2，…，QM-1+1，…，QM-1+QM，再在接收端获得U个对应的基子波gorh(t-τh)，h＝1，…，j，…，Q1，Q2-1+1，…，Q2-1+Q2，…，QM-1+1，…，QM-1+QM；然后计算令
h，l＝1，…，j，…，Q1，Q2-1+1，…，Q2-1+Q2，…，QM-1+1，…，QM-1+QM，得到U ×U个rhl，即获得矩阵R的所有元素。
4、根据权利要求1所述的时频相混合的多载波调制方法，其特征在于所述每个码元根据其中的各子波及其相互配合的特点，组成自由结构FREE，该自由结构FREE由M组子波组成，每组内基子波和各组之间的子波数与基子波都是相同或不相同的，其形式化表示为
aij∈{vk，k＝1，…，Y}，vk在实数域取值，k为正整数，表示按现行的多幅度调制的方法对幅度量化，而Y的取值范围取决于工程实施时的条件，
或goij(t-τij)≠goi(j+1)(t-τi(j+1))，goij(t-τij)≠go(i+1)j(t-τ(i+1)j)，
或goij(t-τij)＝goi(j+1)(t-τi(j+1))，goij(t-τij)≠go(i+1)j(t-τ(i+1)j)，
或goij(t-τij)≠goi(j+1)(t-τi(j+1))，goij(t-τij)＝go(i+1)j(t-τ(i+1)j)；其中，i＝1，…，M，j＝1，…，Qi；
该自由结构FREE的解调过程是进行下述一系列的相干运算
i＝1，…，M，j＝1，…，Qi，得到一个线性方程组RA＝G，其中，gr(t)为接收到的合成波，A为待求子波幅度组成的列向量，G为一系列相干运算结果组成的列向量，R为系数矩阵，求解该方程组能够得到各个子波的幅度；通过下述训练可获得矩阵R先在发送端发送U个基子波goh(t-τh)，h＝1，…，j，…，Q1，Q2-1+1，…，Q2-1+Q2，…，QM-1+1，…，QM-1+QM，再在接收端获得U个对应的基子波gorh(t-τh)，h＝1，…，j，…，Q1，Q2-1+1，…，Q2-1+Q2，…，QM-1+1，…，QM-1+QM，然后计算令
h，l＝1，…，j，…，Q1，Q2-1+1，…，Q2-1+Q2，…，QM-1+1，…，QM-1+QM，得到U×U个rhl，即获得矩阵R的所有元素。
5、根据权利要求1所述的时频相混合的多载波调制方法，其特征在于所述每个码元根据其中的各子波及其相互配合的特点，组成频移时移相移结构FTPS，该频移时移相移结构FTPS由M组子波组成，所有基子波均为具有时移而相位可调的正弦波，所有子波的相位都按传统数字通信中的多相位键控MPSK的量化方法取值，所有子波的幅度为归一化最大幅度，每组内基子波的频率相同，各组之间子波数相等或不相等，各组之间对应位置上的基子波的频率不相同，其形式化表示为
ωij＝ωi(j+1)，ω(i+1)j≠ωij，其中i＝1，…，M，j＝1，…，Qi；
该频移时移相移结构FTPS的解调过程是用基子波对分别进行下述相干运算
其中，gr(t)为接收到的合成波，sin[ωl(t-τl)]r和cos[ωl(t-τl)]r分别为接收到的基子波对，取h，l＝1，…，j，…，Q1，Q2-1+1，…，Q2-1+Q2，…，QM-1+1，…，QM-1+QM，得到两个线性方程组Rsφs＝Gs和Rcφc＝Gc，再将该两个线性方程组合并得到一个线性方程组Rφ＝G，其中，R＝[Rs，Rc]T，φ＝[φs，φc]T，
求解该方程组能够得到关于每个子波的两个解
再进一步得到
如果该两者都靠近同一个量化值，则取该量化值为最后解，如果两者分别靠近两个不同的量化值，则将该两者平均后，再取其最靠近的量化值为最后解，则完成解调；通过下述训练过程可获得矩阵Rs，Rc先在发送端发送U个基子波对sin[ωhl(t-τhl)]和cos[ωhl(t-τhl)]，接收端得到U个基子波对sin[ωhl(t-τhl)]r和cos[ωhl(t-τhl)]r，然后分别做如下运算
取h，l＝1，…，j，…，Q1，Q2-1+1，…，Q2-1+Q2，…，QM-1+1，…，QM-1+QM，得到U×U个(rhlss，rhlsc，rhlcs，rhlcc)组，由此形成矩阵R。
6、根据权利要求1所述的时频相混合的多载波调制方法，其特征在于所述每个码元根据其中的各子波及其相互配合的特点，组成时移相移频移结构TPFS，该时移相移频移结构TPFS由M组子波组成，其中所有基子波均为具有时移而相位可调的正弦波，所有子波的相位按传统数字通信中的多相位键控MPSK的量化方法取值，所有子波的幅度为归一化最大幅度，每组内基子波的频率不相同，当组间子波数相等时，组内序号相同的基子波的频率相同；当组间子波数不相等时，若对应位置上存在相同组内序号的基子波时，则具有该组内序号的基子波的频率相同，而无对应组内序号的基子波的频率独立取值，其形式化表示为
ωij≠ωi(j+1)，ω(i+1)j＝ωij，其中i＝1，…，M，j＝1，…，Qi；
该时移相移频移结构TPFS结构的解调过程是用基子波对分别进行下述相干运算
其中，gr(t)为接收到的合成波，sin[ωl(t-τl)]r和cos[ωl(t-τl)]r为接收到的基子波对，取h，l＝1，…，j，…，Q1，Q2-1+1，…，Q2-1+Q2，…，QM-1+1，…，QM-1+QM，得到两个线性方程组Rsφs＝Gs和Rcφc＝Gc，再将该两个线性方程组合并得到一个线性方程组Rφ＝G，其中，R＝[Rs，Rc]T，φ＝[φs，φc]T，
h，l＝[1，…，Qi]i，i＝1，…，M；求解该方程组能够得到每个子波的两个解
再进一步得到
如果该两者都靠近同一个量化值，则取该量化值为最后解，如果该两者分别靠近两个不同的量化值，则将该两者平均后，再取最靠近的量化值为最后解，则完成解调；通过下述训练过程可获得矩阵Rs，Rc先在发送端发送U个基子波对sin[ωh(t-τh)]和cos[ωh(t-τh)]，再在接收端得到U个基子波对sin[ωh(t-τh)]r和cos[ωh(t-τh)]r，然后分别计算
取h，l＝1，…，j，…，Q1，Q2-1+1，…，Q2-1+Q2，…，QM-1+1，…，QM-1+QM，得到U×U个(rhlss，rhlsc，rhlcs，rhlcc)组，由此形成矩阵R。
全文摘要
一种时频相混合多载波调制方法每个码元的波形由多个子波构成，每个子波由调制波(即方波)和基子波共同组成，该方波宽度是子波的有效期，方波幅度决定了子波幅度，基子波为幅度取归一化最大幅度、可取多种形状的子波；所有子波的基本结构如下各子波的起始点依次移后一个时移，然后将所有的子波叠加起来构成一个完整的码元波形；当对各子波取不同的时移、相位和频率时，形成五种不同结构的波形；通过解线性方程组实现对码元的解调，该线性方程组是由一系列的相干运算所形成的；该相干运算是用一个基子波与指定的有效期内的码元波形相乘后，再在该有效期内求积分。本发明比现有的调制方法具有更高的频带利用率，和适应不同传输环境的灵活性。
文档编号H04L27/26GK101662437SQ20081011941
公开日2010年3月3日 申请日期2008年8月29日 优先权日2008年8月29日
发明者梁德群 申请人:北京良桑通信技术有限责任公司