Pn载波捕获装置和方法

专利名称：Pn载波捕获装置和方法
技术领域：
本发明涉及数字信号传输，特别涉及数字电视地面单载波广播传输系统中 对载波的初始捕获过程，通过利用帧结构中的PN序列的扩频增益而可靠、快 速地捕获载波。
背景技术：
在无线数字通信系统中，接收机中的载波恢复模块是最基础的模块。特别 在数字电视地面传输系统中，由于调谐器(高频头)的输出中频信号存在载波 频率的不稳定性，以及可能存在的多普勒频差等影响，接收到的射频信号将会 存在较严重的载波偏差。载波偏差的存在将导致接收信号的相位模糊，无法解 调出正确的发送信号，同时也将导致定时同步、信道估计无法进行。
通常在数字接收机中，在收到信号后一般首先要做的就是载波的捕获。载 波恢复的实现方法从实现结构上可以分为开环和闭环这两种；从载波恢复的算 法上可以分为数据辅助的(DA)、数据判决(DD)和不依赖数据的(NDA、 NDD)算法。
采用利用导频数据辅助的算法实现载波捕获，数据判决的算法实现载波跟 踪，结构是闭环实现。
一般在数字电视地面传输系统中，为了信道恢复和帧同步，其帧结构总包 括已知数据段(帧头)和净数据段(帧体)，例如在美国ATSC二阶循环结构 中，存在己知的828符号的场同步信号(Field);在ADTB-T系统中的一阶循 环结构中，存在已知的1024符号的帧同步信号；在DMB-T的帧结构中，存在 已知的420符号的帧同步信号；在DVB-T系统中，虽然不存在已知的信号，
4但是循环段前缀(CP)循环相等的特性存在同样起到已知信号的作用。同时为
了能够快速地捕获载波，在ATSC系统、ADTB-T系统以及DVB-T中设计了导 频信号的插入。
对于存在导频的系统(如美国的ATSC系统)，其传统的载波恢复原理是 利用信号频谱中导频固定的发送位置与接收到信号频谱中导频的实际位置的
偏差来估计载波偏差；其传统的实现结构是将接收的信号通过一个窄带滤波
器滤出导频信号，再通过COSTAS锁相环路来控制数控振荡器(NCO)来锁定 载波。
对于DVB-T多载波系统，其传统的载波恢复原理是利用循环段前缀(CP) 循环相等的特性，即假设两段信号在发送时完全相等，由于载波偏差存在的原 因使得接收到的这两段信号存在初始相位的差别，通过将这两段数据作共轭相 乘(匹配)，提取相位差可以得到载波偏差的估计。
传统利用导频进行载波恢复算法的缺陷在于由于多径信道的存在，使得
无线信号受到频率选择性衰落，导频有可能被衰落，从而使得恢复载波环路的 输入信噪比过低，将更加突出任何锁相环路存在的捕获范围与锁定精度之间的 矛盾，而且更恶劣的是在导频被完全打掉的情况下，鉴相输出使得载波频率稳 定但残留实际频偏大，即是所谓的载波假锁，此时载波环路系统稳定，但由于
残留频偏大导致系统性能差。对于带导频的发送信号，接收信号r(t)可以表示
为
K,)=+ ，) e河'] + ( j )
其中p7w(0为导频信号，Y(O为发送的调制信号，A/为载波偏差，WG为 信道的冲击响应，"W为高斯噪声。 一般在频域上，导频信号是若干个幅度相 等的^脉冲，则上述(1)式的频域变换为
爿 M
扭'=1 (2) 丄
其中为导频信号中每个单频信号的幅度(取1/#是为了功率归一
化)，M为导频信号中包含单频信号的个数(在ATSC系统中M=l)。对于利 用导频进行的载波恢复算法，在(2)式中真正有用于载波恢复的信号仅有力 w
，而5(/+40//(/)+^(/)都是相对噪声。所以对于载 波锁相环路来说，其输入信噪比仅为-
各別何〗2
(3)
其中，《为发送的调制信号经过针对导频频点的窄带滤波器后的功率，C72
为高斯噪声功率。从(3)式可以看出输入信噪比是很低的，因为要使得导频
所占的功率小(使得系统更有效率)C就必须小，如果信道在导频频点的
频域响应^" + A力正好是被衰落的，则输入信噪比^^'"被进一步恶化。而锁相 环路的输出相位方差与输入信噪比存在以下近似的关系
纖, (4)
其中^^为锁相环路所设定的环路带宽，^为环路锁定后(载波偏差恢复 后)载波的相位抖动方差，该值输出越大则信噪比损失越大。所以利用导频捕 获载波的算法受信道影响较大，锁定精度和捕获范围的矛盾较突出，会反过来 影响均衡器对信道的补偿过程。
利用已知数据或者带循环特征数据进行相关匹配得到载波估计算法的缺
陷在于由于已知数据的存在会影响频谱效率，所以已知数据所占的比例总是 很小，又由于利用一段已知数据只能得到一次有效的载波偏差的估计，其估计 或者环路的更新速率将是很小的，这将导致载波的恢复时间加长。另一方面利 用相关进行的载波恢复算法，都存在^模糊度的限制，将会导致载波估计精度 和载波估计范围的矛盾。假设两段已知的信号，这两段信号之间的发送延时为 A，由于PN序列良好的自相关性有利于分离多径的影响，就不妨设这两段已
知信号是一段完全一样的PN序列，记为以及^W(卜。，其中 G^2T;7V7;。这样在接收端仅考虑载波偏差，这两段信号不再相等，互相之
间有2^^的初始相位偏差，如果2"A^《2"则可以通过两段数据的相关后提取 相位得到A,的估计，但是如果2"A^^〉2"，则无法提取2;^冈准确值(2"模糊度)使得A,的估计错误。这要求^要设计为较小的值，但这样会要求已知数据
段插入得较为频繁，影响数据频谱效率。
综上所述，利用导频的载波捕获方法更新速率快，不会降低频谱效率，但
是受信道影响较大，捕获精度较差，而且存在载波假锁；利用已知数据相关进
行的载波捕获算法精度可以较高，但是更新速率慢，载波捕获范围受限，频谱 效率有所降低。

发明内容
本发明针对现有技术中存在的不足和缺陷，本发明的目的是提供一种可以
兼顾载波估计精度和载波估计范围的PN载波捕获装置和方法。
本发明提供一种PN载波捕获装置，包括用于恢复大范围载波偏差状态的
PN粗捕获模块和用于恢复小范围载波偏差状态的PN细捕获模块，所述PN细捕 获模块在PN粗捕获成功后工作。
如上所述的PN载波捕获装置，所述PN粗捕获模块和所述PN细捕获模块共 用相同的硬件结构，包括实现输入信号与本地PN信号相关以产生PN相关峰值 的相关器；根据所述相关器输出的PN相关峰值，査找预定的角度查找表以获得相 应的相位角度的査找表模块；以及根据相邻两段PN数据中对应数据的相位角度差 获得估计的载波频率偏差，并进行累加的累加器。
如上所述的PN载波捕获装置，对于PN粗捕获，所述相邻两段数据为同一帧 内的相邻两段PN数据；对于PN细捕获，所述相邻两段数据为相邻的两个帧内的 PN数据。
如上所述的PN载波捕获装置，PN细捕获失败后，PN粗捕获模块重新启动进 行PN粗捕获。
本发明还提供一种PN载波捕获方法，包括用于恢复大范围载波偏差状态 的PN粗捕获步骤和用于恢复小范围载波偏差状态的PN细捕获步骤，所述PN细 捕获在PN粗捕获成功后进行。
如上所述的PN载波捕获方法，所述PN粗捕获步骤和所述PN细捕获步骤共 用相同的硬件结构来实现，所述PN粗捕获步骤和所述PN细捕获步骤分别包括 将输入信号与本地PN信号相关以产生PN相关峰值；根据所述PN相关峰值，査找预定的角度査找表以获得相应的相位角度；以及根据相邻两段PN数据中对应数 据的相位角度差获得估计的载波频率偏差，并进行累加。
如上所述的PN载波捕获方法，对于PN粗捕获，对于PN粗捕获，所述相邻 两段数据为同一帧内的相邻两段PN数据；对于PN细捕获，所述相邻两段数据为 相邻的两个帧内的PN数据。
如上所述的PN载波捕获方法，PN细捕获失败后，PN粗捕获模块重新启动进 行PN粗捕获。
本发明的优点在于利用PN粗捕获实现在大范围内载波估计，利用PN细 捕获实现小范围内高于PN粗捕获的精度载波估计。进一步地，PN粗捕获和PN 细捕获可以共同时用同一硬件，使得本发明的PN捕获装置没有增加复杂度。


图1示出根据本发明的多状态控制的载波捕获方法的系统状态转移流程图。
图2示出根据本发明的多状态控制的载波捕获系统的结构框图。 图3示出根据本发明的扫频捕获模块的结构框图。 图4示出根据本发明的相关器的结构框图。
图5示出根据本发明另一实施例的多状态控制的载波捕获方法的系统状态 转移流程图。
图6示出根据本发明另一实施例的多状态控制的载波捕获系统的结构框图。
图7是根据本发明的一个实施例进行系统仿真获得的NCO控制字的屏幕 信号截图。
具体实施例方式
本发明适用于包含了已知数据段和导频的数字电视地面广播传输系统，如 美国ATSC系统，或者其它新的数字电视地面广播传输系统。只要这些新的系 统在数据结构上有以下特点
1. 一定长度的已知序列以一定的周期(周期可定义为一帧长度)插入在数据流中，该已知序列以具有较好的伪随机(PN)特性，并固定以VSB、 QAM、 OQAM、 PSK这几种调制方式中的一种进行单载波的调制方式进行调制；
2.发送信号可以包含导频，导频的个数M有限， 一般例如0SM《4。也 就是说，发送信号可以不包含导频。
利用上述系统应包含的这两个特点，本发明使用多种载波捕获方法来捕获 载波，更重要的是多种载波捕获方式在状态机的控制下动态的切换，保证当前 系统总是采用最合适的载波捕获方式。多种载波捕获方式包括利用导频捕获、 利用PN相关扫频捕获、利用PN相关帧内粗捕获、利用PN相关帧间细捕获等。 为了下文叙述方便，将这些捕获方式简称为导频捕获、扫频捕获、PN粗捕 获、PN细捕获。
本发明所述的基于多状态控制的载波捕获方法，它是由内部状态控制器 (见图2)根据系统所处的状态自适应地选择正确的载波捕获方式，它含有以 下状态Init表示初始状态，Pilot-On表示导频捕获状态，SweepFreq表示扫频 捕获状态，PN-C表示PN粗捕获状态，PN-F表示PN细捕获状态。其状态转移 流程图见图l。
如图1所示，其具体的状态转移以及各个状态的工作步骤如下初始状态 101输入的数据首先进入导频捕获状态102;
在导频捕获状态，如果导频捕获成功则输出状态指示信号Pilot-lock,指示 状态控制器控制系统进入PN粗捕获状态104;如果导频捕获不成功则判断是 否超时，如果超时则输出状态指示信号Pilot-Miss (表示导频捕获不成功)，指 示状态控制器控制系统进入扫频捕获状态108，否则返回到导频捕获状态102 进行导频捕获。
在导频捕获状态102，首先，将接收到的信号通过窄带滤波器(示于图2)， 滤出导频信号。经过窄带滤波器输出的导频信号可表示为
VM (5)
在上式中，^为导频信号中每个单频信号的幅度，M为导频信号中包含 单频信号的个数(在ATSC系统中M=l) ， H" + A7)为信道频域响应在乂+^ 上的值，W(0为复高斯噪声n (t)经过针对第i个导频设计的窄带带通滤波器的输出。其次，窄带滤波器输出的信号，输入到鉴相器(示于图2)进行鉴相， 其核心鉴相方程可表示为
上式中乂W为y'W的实部，3fW为xW的虚部，w'g"()为取符号运算。经过
鉴相器输出后的信号将进入一个环路滤波器(见图2)，该环路滤波器的一个 例子可以是有源比例积分滤波器，其Z变化响应是
<formula>formula see original document page 10</formula> (7)
最后，环路滤波器的输出则输入给数控振荡器(NCO)(见图2)以实现 对输入数据的补偿。
在扫频捕获状态108，判断扫频捕获是否成功，当扫频捕获成功之后，输 出状态指示信号Sweep-Lock至状态控制器，控制系统转入采用PN来恢复较大 范围载波偏差状态，即进入PN粗捕获104。在扫频捕获状态中，采用串行的 扫频结构，将可能的频差范围分为q个子频带，子频带带宽为W。以零频为基 准，在零频正负两边以等间隔(即子频带带宽W)设定q个扫频基准点(q和 W可根据实际情况按需设置)。在每一个扫频基准点，将对应的基准频率送入 数控振荡器(NCO)，由NCO输出对输入数据进行补偿，同时将经过补偿的 数据与本地PN序列进行异步相关。其异步相关的数学表达式可以表示为
<formula>formula see original document page 10</formula>
(8)
式中，假设已知PN序列，长度为L，输入信号为r(n)， r乂n)为r(n)实部， rQ(n)为r(n)虚部。
在每一个扫频基准点停留一定时间t (t的大小可根据实际情况按需选择) 做假设检验在t时间内z(n)是否超过一预定的门限(该门限可根据系统要求 而按需确定)判断该频率基点是否正确，若不正确再切换到下一个频率基点重 复上述假设检验过程；若正确则将扫频输出固定于该基准频率点，发出扫频捕 获完成信号Sweep-Lock,指示状态控制器转入粗捕获阶段104。
在PN粗捕获状态104，当经过NCO补偿后的数据的载波频率偏差已小于 某一预定门限值(Thresholdl)(其中，该门限可根据系统设计要求而按需确定)，则输出PN粗捕获完成PN-C-Lock信号指示状态控制器，控制系统转入 PN细捕获状态106;否则返回到PN粗捕获状态104
在PN粗捕获状态104中，将接收到的数据串行输入相关器(见图2和图 4)，与本地生成的PN数据进行相乘、累加，累加长度为M。得到对应的相关 值。在接收数据的PN段和本地产生的PN数据恰好对齐时，其相关峰值表示
为
<formula>formula see original document page 11</formula> 分别得到相邻的前M个数据和后M个数据的相关峰值，记为"^("^—-c和
Wc 。
将得到的相关峰值输入一个预定的角度査找表(图2)，査表得到前M个 数据和后M个数据的相关值所对应的相位角度，分别表示为arg(^^("、—")和 arg(c^r(")一—c) ， arg ()表示取相位角度。则估计得到的载波频率偏差为<formula>formula see original document page 11</formula>将估计得到载波频率偏差送入累加器(图2)进行累加，累加器的输出再 送入数控振荡器(NCO)对输入的数据进行补偿。
在PN细捕获状态106，当检测出恢复得到的数据的载波偏差超出PN细捕 获锁定范围(Threshold2，同样该阈值也可以按需确定)时，则输出PN细捕获 失败PN-F-Miss信号给状态控制器，指示系统回退到PN粗捕获状态。
在PN细捕获状态106中，将接收到的数据串行输入相关器(图2)，与 本地生成的PN数据进行相乘、累加，累加长度为N(N为PN相关器的总长度)， 得到对应的相关值。在接收数据的PN段和本地产生的PN数据恰好对齐时， 其相关峰值表示为
<formula>formula see original document page 11</formula>
相邻的两帧的N个数据对应的PN相关峰值，记为""(")，"屮和 ""T(""w。将得到的相关峰值输入一个预定的角度查找表(图2)，査表得到
相邻两帧的PN相关值所对应的相位角度，分别表示为arg(^^(^—_》和 arg("""(")。,-》，arg ()表示取相位角度。则估计得到的载波频率偏差为— 2;riV "2)。
将估计得到载波频率偏差送入累加器(图2)进行累加，累加器的输出再 送入数控振荡器(NCO)对输入的数据进行补偿。
如上所述的基于多状态控制的载波捕获方法，在各个工作状态，都需要确 定一定的规则，用以判定系统的实时工作进程，并依此给出指示信号，指示状 态控制器自适应地进行状态切换。以下说明了各个状态间转换的判断规则。
在导频捕获状态102，是通过锁相环路跟踪滤出的导频信号，实现频率的 粗捕获。例如，根据锁相环路的原理，在环路收敛时，NCO的控制字平稳。因 此，可以依据NCO控制字的平稳程度作为判断载波是否锁定的标准。如果在 一定时间内，NCO控制字平稳，则认为载波锁定，输出Pilot-Lock信号，转入 PN粗捕获阶段104;若在规定时间内，NCO控制字始终无法满足平稳条件， 就判定载波捕获失败，输出Pilot-Miss信号，而转入扫频捕获阶段108。
在扫频捕获状态108，在每一基频点停留一定时间t，进行有关该基频点合 理性的假设检验。因为在扫频捕获状态之后，系统转入的是PN恢复载波状态， 其工作的依据是输入数据与本地PN序列相关的相关峰值。因此，在某一个基 频点上，如果在给定时间内，检测到相关峰值，则输出扫频捕获成功Sweep-Lock 信号，转入采用PN来恢复较大范围载波偏差状态，否则更换基准频点，重复 上述过程。在采用PN来恢复较大范围载波偏差状态或者在采用PN来恢复小 范围载波偏差状态， 一旦检测到没有相关峰值，则状态机将自动回退到扫频捕 获状态108。
在PN粗捕获状态104，当剩余载波频率偏差在给定门限(Thresholdl)范围 内，则给出PN粗捕获完成PN-C-Lock信号，转入PN细捕获阶段106。
在PN细捕获状态106，当检测到剩余载波频率偏差超出给定门限 (Threshold2)范围，则输出PN细捕获失败PN-F-Miss信号，退回到PN粗捕获 状态104;否则继续停留在PN细捕获状态106，直至载波完全锁定。
如上所述的基于多状态控制的载波捕获方法，由内部状态控制器根据系统 所处的状态自适应地选择正确的载波捕获方式，其中多种载波捕获方式在状态 机的控制下动态的切换，保证当前系统总是采用最合适的载波捕获方式。但是， 如本领域技术人员所知的那样，本发明不限于以上所述的载波捕获方式的动态切换。例如，在不存在导频的情况下，可以仅仅使用后三种载波捕获方式的动 态切换。因此，本领域的技术人员可以根据本发明灵活使用现有技术中的多种 载波捕获方式，利用多状态控制进行灵活的动态切换。
如图2所示，基于本发明的一个实施例的多状态控制的载波捕获方法的载
波捕获系统含有以下模块复乘器201，导频捕获模块202，扫频捕获模块203， PN粗捕获和细捕获模块204，信号叠加器205， NCO模块206，状态控制器207。 这些组件构成了如图2所示的环路用以恢复载波偏差，其各部件之间的相互连 接关系如图所示并如下所述输入带载波偏差的准基带信号(即输入数据)与 复乘器201的输入连接，复乘器的另一个输入与NCO模块206的输出连接， 复乘器201的输出即是恢复了载波偏差的基带信号输出。同时，复乘器201的 输出同时进入导频捕获模块202、扫频捕获模块203以及PN粗捕获和细捕获 模块204。状态控制器模块207也同时与导频捕获模块202、扫频捕获模块203 以及PN粗捕获和细捕获模块204连接，用以控制这三个模块工作的先后次序。 状态控制器模块207也同时与导频捕获模块202、扫频捕获模块203以及PN 粗捕获和细捕获模块204的输出通过信号叠加器205叠加后进入NCO模块206。 NCO模块206的输出进入到复乘器201用以恢复输入信号的载波偏差。
导频捕获模块202包含三个模块窄带滤波器、鉴相模块和环路滤波器。 导频捕获模块的这种结构是本领域所公知的，本发明不针对任何特定的导频捕 获模块，而是可以采用现有技术中的任何导频捕获模块。
在导频捕获锁定的情况下，导频捕获模块202会发出导频捕获成功指示信 号给状态控制器207，控制系统直接转入粗捕获阶段，同时导频捕获模块202 的输出将保持；但是，如果在导频被信道衰落的情况下，导频捕获不成功，同 样需要发出导频捕获失败信号给状态控制器207，指示系统转入扫频捕获阶段， 同时导频捕获模块202的输出将置0。
扫频捕获模块203在导频捕获模块202无法捕获载波的情况下工作。图3 示出了扫频捕获模块203的结构框图。
如图3所示，扫频捕获模块的实现将内部分为3个子模块扫频控制器301、 相关峰值检测模块303、以及频率査找表模块302。相关峰值检测模块303做 异步相关检测，并与门限比较。该模块输出控制信号至扫频控制器，指示是否
13有相关峰值超过门限。扫频控制器301控制频率查找表切换停留频点，输出初
始偏移频差至NCO模块206。扫频控制器301同时给出状态指示信号给状态控 制器指示扫频模块的工作状态。扫频捕获模块的这种结构是本领域所公知的， 本发明不针对任何特定的扫频捕获模块，而是可以采用现有技术中的任何扫频 捕获模块。
返回图2， PN粗捕获在扫频捕获成功或导频捕获成功后开始工作。 本发明的一个实施例的PN粗捕获和PN细捕获模块204包含了三个模块 相关器，角度查找表和累加器。相关器用于实现输入数据与本地PN数据的相 关，产生PN相关峰值；该模块输出的相关峰值对应数据将送入角度查找表模
块，查表得到对应的相位角度；输出的相位角度又串行输入累加器；在累加器
模块中，首先将相邻的前M个数据和后M个数据的相位角度相减得到角度差， 然后对得到的角度差乘以系数^^M)之后，进行累加。这里，M的值是可以 按需设定的。
PN细捕获在PN粗捕获成功后开始工作。
在本实施例中，PN细捕获模块与PN粗捕获模块共用相同的硬件结构204 来实现。当然，也可以分别实现PN细捕获模块与PN粗捕获模块。
在本实施例的PN捕获模块中，采用长度为L的PN相关器，如图4所示， 该相关器采用横向结构的FIR (有限冲击响应)滤波器，它由若干寄存器、若 干乘法器和若干加法器组成。信号输入寄存器的末端；除最前端的寄存器外每 个寄存器的输出输入下一个寄存器；每个寄存器的输出同时输入到对应的乘法
器中，与相应的抽头系数相乘，抽头的值固定为已知PN序列的值；每M个乘
法器的输出输入到1个加法器中；这L/M个加法器加和的输出由L/M个寄存 器做第一级的锁存，即第一级的延时线；第一级延时线的输出根据硬件实现速 度的需要还可以做第二级的延时线，最终的延时线的加和输出作为PN相关器 的输出。第一级的L/M个延时线锁存器的输出就是间隔为M(M可取多个值) 的相邻PN序列的相关峰值。在PN细捕获阶段，此时所用的PN相关峰值就可 以取每一帧时间内，PN相关器最终产生的最大长度相关峰值，这样由相关带 来的增益最高。PN粗捕获和PN细捕获模块可以共用一个相关器，这使得PN 粗捕获和PN细捕获实现不增加硬件复杂度。如上所述，结合附图2和附图3，本发明所述的基于多状态控制的载波捕 获方法，其相应的整个载波恢复系统的工作流程为输入数据首先经过复乘器
201进行补偿，经过补偿后的数据进入导频捕获模块202，在该模块中，先用 窄带滤波器滤出导频信号，然后由锁频锁相环FPLL对载波频偏进行捕获和跟 踪。在一定时间内，不断检测环路滤波器的输出值(即NCO的输入)，若发 现连续一段时间内，环路滤波器的输出值平稳，则发出Pilot-Lock指示信号给 状态控制器207，控制系统自动转入PN粗捕获；若在给定时间范围内，滤波 器输出始终不能达到平稳，则判断导频捕获失败，发出Pilot-Miss信号，指示 状态控制器207控制系统转入扫频捕获。
若系统转入的是扫频捕获模块203，则扫频捕获模块203开始工作。它以 一定的周期更换基准频率点。在每一个基频点，都停留一段固定的时间，进行 相关峰值检测，若在该时间范围内，始终没有检测到相关峰值，则更换到下一 个频点，重复上述过程。当扫频成功后，扫频捕获模块203发出Sweep-Lock 信号给状态控制器207，系统转入PN粗捕获和PN细捕获模块204。
在PN粗捕获阶段，当鉴频得到的频率偏差，在一定时间内，都稳定的小 于某一个门限值，则输出PN-F-Lock信号，指示状态控制器207转入PN细捕 获。
在PN细捕获阶段，由于和PN粗捕获的基本原理相同，且两个阶段并不 会同时工作，因此可以与PN粗捕获模块复用相同的硬件，以节省资源。在PN 细捕获阶段，如果发现一定时间内鉴频得到的频率偏差始终超过了某一门限， 则发出PN-F-Miss信号给状态控制器207，控制系统回退到PN粗捕获阶段。
尽管以上结合本发明新颖的PN捕获技术(包括PN粗捕获和PN细捕获) 描述了本发明，但是值得注意的是，PN捕获技术并不仅限于以上所描述的， 而是可以采用现有技术中的任何已知的PN捕获技术。以下结合现有技术的PN 捕获技术描述本发明
如图5-6所示，由于根据该实施例基于多状态控制的载波捕获的方法和装 置与以上实施例的区别仅仅在于PN捕获阶段，因此在此略去相同的描述，仅 详细给出PN捕获状态下PN捕获模块的操作。
在PN捕获状态504，当经过NCO补偿后的数据的载波频率偏差已小于某
15一预定门限值(Threshold)(其中，该门限可根据系统设计要求而按需确定)， 则输出PN捕获完成PN-Lock信号指示状态控制器，导频捕获结束；否则输出 PN捕获失败PN-Miss信号给状态控制器，指示系统重新进行PN捕获。
在PN捕获状态504中，将接收到的数据串行输入相关器(见图5和图6)， 与本地生成的PN数据进行相乘、累加，累加长度为M(这里，M的值是可以 按需设定的)，得到对应的相关值。在接收数据的PN段和本地产生的PN数 据恰好对齐时，其相关峰值表示为
a/—1
'=。 (13)
分别得到相邻的前M个数据和后M个数据的相关峰值，记为ewT(")w—e和 c釘(")。細—c 。
将得到的相关峰值输入一个预定的角度査找表(图6)，查表得到前M个 数据和后M个数据的相关值所对应的相位角度，分别表示为arg("^"("^—<)和 arg(c^r(")^") ， arg ()表示取相位角度。随后将该相位角度输入运算模块(图
6)，则其中估计得到的第一载波频率偏差为
Apl = arg(co rc) — arg(co〃("L——c) (14)
在PN捕获状态504，可以同时得到另一组相关长度的数据，即将接收到 的数据串行输入相关器(图6)，与本地生成的PN数据进行相乘、累加，累 加长度为N (N为PN相关器的总长度)，得到对应的相关值。在接收数据的 PN段和本地产生的PN数据恰好对齐时，其相关峰值表示为-
n-1 .
'=0 (15) 相邻的两帧的N个数据对应的PN相关峰值，记为"^ —-f和
"^(")。,-、将得到的相关峰值输入一个预定的角度查找表(图6)，查表得到
相邻两帧的PN相关值所对应的相位角度，分别表示为arg(tWT(")*—-》和 arg(cwr(")。,—》，arg ()表示取相位角度。随后将该相位角度输入运算模块，
则其中估计得到的第二载波频率偏差为
Ap2 = arg(co厅0)。*—F) 一 arg(cwrO)一^,,) (16)
综上，Apl是在相隔M个符号时间(M/fs， f;为时钟频率)得到的角度差，A^2是在相隔N (N〉M)个符号时间(N/fs)得到的角度差，由于求得的角度 差只能是-冗到;r之间，具有2;r的模糊度，因此必须结合Apl， Ap2才能得到正 确的角度差
~ =腦—~^——)*360 + ~2 (17) 360 *M
其中round是实现四舍五入的函数，Ap与A^2是同一量纲，因此运算模块 输出的总的频差为
A/ = ^^ (18)
将该估计得到总的载波频率偏差送入低通滤波器(未示出)，低通滤波器 的输出再送入数控振荡器(NCO)对输入的数据进行补偿。同时，如图6所示， 该实施例的PN捕获模块604包含了三个模块相关器，角度查找表和运算模 块。相关器用于实现输入数据与本地PN数据的相关，产生以上PN相关峰值； 该模块输出的相关峰值对应数据将送入角度查找表模块，查表得到对应的相位 角度；输出的相位角度输入运算模块；在运算模块中，分别获得以上所述的第 一和第二频差，之后通过圆整结合获得总的载波频率偏差。本发明不针对任何 特定的PN捕获模块，而是可以采用现有技术中的任何PN捕获模块。
本发明的方法和系统可应用在数字电视地面广播系统中。以下描述本发明 的一种具体应用实例。考虑到信道条件恶劣，导频信号可能被严重衰落，而且 存在比较大的载波频率偏差。因此，在强多径情况下采用基于多状态控制的载 波捕获方法来实现载波同步。系统的一个基本帧称为信号帧，信号帧由帧头和 帧体两部分组成。
具体的帧结构可如下表示
帧头(595个符号)
帧体(含系统信息)(3780个符号)
帧头均采用I、 Q相同的QPSK调制，符号速率为7.56M。 帧头PN序列采用10阶m序列的截短，帧头信号的长度为595个符号，
是长度为1023的m序列的前595个码片。
帧头信号的长度为1023的m序列可由一个Fibonacci型线性反馈移位寄存
器(LFSR)实现，经"0"到+l值及"1"到-1值的映射变换为非归零的二进
17制信号。
对帧头和帧体经过组帧后形成的基带数据在士符号速率/2位置插入双导 频，两个导频的总功率相对数据信号功率为O.ldB。
强多径信道采用典型的中国8信道，且频率偏差较大。在这种信道条件下， 由于导频信道受到严重衰落，传统的仅使用导频进行载波捕获的方法是无法稳 定工作的；而由于存在较大的频率偏差，即使采用PN部分相关相关峰值也不 明显，因此，仅依靠PN恢复载波在这种情况下也是行不通。因此，采用基于 本发明的多状态控制的载波捕获方法。
在扫频捕获阶段，以连续4帧信号的NCO控制字之和作为一个观察样本。 若在规定时间600ms内，连续6次，相邻样本的差值都在一个很小的范围内， 则判断NCO控制字平稳，导频捕获成功，转入PN粗捕获阶段；如果超过600ms， 仍不满足上述平稳条件，则认为导频捕获失败，转入扫频捕获阶段。
在扫频捕获阶段，子频带带宽设置为10khz，子频带数为64。在每一个子 频带停留10帧长度时间(约为7ms)，判断是否有合理的相关峰值。
在PN捕获阶段，其工作原理是，将接收到的数据与本地PN相关，利用 前后间隔M (M较小)的两段同等长度的PN序列的相关峰值的相位差估计得 到相应的频率偏差。
在不考虑噪声影响的情况下，其前M个数据和后M个数据的相关值可分 别表示为
'=。 (11)
M—1
,=0
(12)
其中，M代表相同长的PN序列间隔的距离(以符号数表示)，T表示符 号周期，AO表示本地PN数据。由上两式可以看出，前后M序列相关值的相 位差为由上式可以看出，A^具有^的频率模糊度，也就是说仅在^范围内的相
位差才可被鉴别出来。因此，在使用该公式时，应首先保证由频率偏差所引起
的相位差在^范围内，即—"<A^^"。由此可以估计出载波频率偏差为 A/ = Ap/(2"MT) (14)
由上式可以得出，M越小，可以鉴别得到的载波频率偏差范围越大，但同 时精度就会越低。
在PN粗捕获阶段，就是选用较小的M使系统所能纠正的频率偏差范围增 大。通过PN粗捕获，可在较大范围内估计得到载波频率偏差并做出补偿。当 系统残留的频率偏差比较小，再转入PN细捕获阶段。
PN细捕获阶段，其工作原理和PN粗捕获基本相同。也是根据间隔一定时 间的相同长度的PN序列相关峰值的相位差，估计相应的载波频率偏差，但是 在PN粗捕获阶段，间隔时间较短，而在细捕获阶段，间隔时间要相对长很多， 达到一帧的时间，即利用某一帧的已知PN序列相关值与后一帧的已知PN序 列相关值来估计相位差。因为在相同硬件条件下A^的精度基本一致，通过选取 间隔为一帧时间长的相关值，估计得到的载波频率偏差的分辨率可大大提高。
在PN粗捕获阶段M分别取128和256，利用同一信号帧帧头的PN序列 中相邻的前128(256)和后128 (256)的相关值进行鉴频。在PN细捕获阶段， M取4375，即为一信号帧的长度，此时，采用相邻两帧帧头的512相关峰值进 行鉴频。
按照上述方案搭建系统仿真，其NCO控制字如图5所示。由图5可以明 显看出，由于受到信道衰落影响，导频信号衰落明显，但是导频捕获还是基本 能够锁定。导频捕获成功后，转入PN粗捕获和细捕获阶段。在转入PN细捕 获阶段，NCO控制字迅速收敛；后再转入PN细捕获阶段，NCO控制字基本稳 定，且抖动很小。
由此显而易见基于多状态控制的载波捕获方法的优越性。
权利要求
1.一种PN载波捕获装置，其特征在于，包括用于恢复大范围载波偏差状态的PN粗捕获模块；和用于恢复小范围载波偏差状态的PN细捕获模块，其中所述PN细捕获模块在PN粗捕获成功后工作。
2. 如权利要求1所述的PN载波捕获装置，其特征在于，所述PN粗捕获模块和所述PN细捕获模块共用相同的硬件结构，包括实现输入信号与本地PN信号相关以产生PN相关峰值的相关器；根据所述相关器输出的PN相关峰值，査找预定的角度査找表以获得相应的相 位角度的査找表模块；以及根据相邻两段PN数据中对应数据的相位角度差获得估计的载波频率偏差，并 进行累加的累加器。
3. 如权利要求2所述的PN载波捕获装置，其特征在于，对于PN粗捕获， 所述相邻两段数据为同一帧内的相邻两段PN数据；对于PN细捕获，所述相邻两 段数据为相邻的两个帧内的PN数据。
4. 如权利要求1所述的PN载波捕获装置，其特征在于，PN细捕获失败后， PN粗捕获模块重新启动进行PN粗捕获。
5. —种PN载波捕获方法，包括 用于恢复大范围载波偏差状态的PN粗捕获步骤；和 用于恢复小范围载波偏差状态的PN细捕获步骤， 其中所述PN细捕获在PN粗捕获成功后进行。
6. 如权利要求5所述的PN载波捕获方法，其特征在于，所述PN粗捕获步 骤和所述PN细捕获步骤共用相同的硬件结构来实现，所述PN粗捕获步骤和所述PN细捕获步骤分别包括将输入信号与本地PN信号相关以产生PN相关峰值；根据所述PN相关峰值，査找预定的角度查找表以获得相应的相位角度；以及 根据相邻两段PN数据中对应数据的相位角度差获得估计的载波频率偏差，并 进行累加。
7. 如权利要求6所述的PN载波捕获方法，其特征在于，对于PN粗捕获，所述相邻两段数据为同一帧内的相邻两段PN数据；对于PN细捕获，所述相邻两段数据为相邻两个帧的PN数据。
8、 如权利要求5所述的PN载波捕获方法，其特征在于，PN细捕获失败后， PN粗捕获模块重新启动进行PN粗捕获。
全文摘要
本发明提出一种新的同时利用导频和PN序列的，基于多状态控制的载波捕获及跟踪的方法，以同时达到更大的载波偏差捕获范围、更精细的载波捕获精度、更鲁棒的载波捕获可靠度。即，同时采用多种载波捕获方法，同时动态的判断载波的估计状态，根据不同的状态来选择适用的载波捕获方法及相应的硬件实现结构。另外，本发明还提供一种新颖的PN载波捕获方法和装置。
文档编号H04N5/44GK101577604SQ20091014525
公开日2009年11月11日 申请日期2006年7月20日 优先权日2006年7月20日
发明者何大治, 张文军, 菁 柴, 梁伟强, 管云峰, 胡强斌 申请人:上海高清数字科技产业有限公司