用于在接收器中处理通信信号的方法及设备的制作方法

专利名称：用于在接收器中处理通信信号的方法及设备的制作方法
技术领域：
本发明涉及电子装置及通信，且更特定来说，涉及用于在接收器中处理通信信号 的方法及设备。
背景技术：
噪声指数(NF)及线性是接收器的特性，且可用以规定接收器的性能。NF是由通 信信号链中的组件造成的信噪比(SNR)的降级的度量。更具体来说，NF是在标准噪声温度 TJ例如，290° K)下装置的输出噪声功率与其归因于输入终端中的热噪声所致的部分的 比。换句话说，NF为实际输出噪声与在装置自身并不引入噪声的情况下将保持的噪声的比。 其为可借以规定无线电接收器的性能的数字。另一方面，接收器的线性的特征可在于输入参考三阶截取点(IIP3)。通常，与输 入通信信号(例如，RF信号)相对而绘制输出通信信号(例如，RF信号)与三阶互调制乘 积。随着输入通信信号增加，IIP3为所要输出通信信号与三阶乘积变为振幅相等之处的理 论点。IIP3为经外插值，因为有源装置通常在到达IIP3点之前进入压缩。在蜂窝式应用中，具有在同一地理覆盖区域内操作的一个以上通信系统是常见 的。此外，这些系统可在同一频带或接近同一频带而操作。在发生此情形时，来自一个系统 的发射可造成另一系统的所接收信号的降级。举例来说，CDMA为经由整个1. 2288MHz信号 带宽将发射功率传到每一用户的扩展频谱通信系统。基于FM的发射的频谱响应在中心频 率处可为更加集中的。因此，基于FM的发射可造成人为干扰出现于经分配CDMA频带内且 极靠近所接收通信信号。此外，人为干扰的振幅可比通信信号的振幅大许多倍。此人为干 扰可造成三阶互调制乘积，其可使CDMA系统的性能降级。为了最小化归因于由人为干扰造成的互调制乘积所致的降级，接收器可设计成具 有高IIP3。然而，高IIP3接收器的设计通常要求以高DC电流来偏置偏置接收器内的有源 装置，借此消耗大量电力。此设计做法对于接收器是由电池供电的便携式单元且电力受到 限制的蜂窝式应用来说是不期望的。因此，需要具有改善的线性及噪声指数以及减小的电力消耗的接收器。

发明内容
在本发明的一个方面中，提供一种接收器。所述接收器包括人为干扰器检测器，所 述人为干扰器检测器经配置以检测在增益状态内通信信号中的人为干扰的存在或不存在。 所述接收器进一步包括放大器，所述放大器经配置以在高线性接收模式或低线性接收模式 中放大通信信号，其中对于所述放大器中的所述增益状态，所述高线性接收模式对应于相对于所述低线性接收模式的增益来说较低的增益。此外，所述接收器包括耦合到所述人为 干扰器检测器的处理单元，所述处理单元经配置以基于所述人为干扰器检测器检测到所述 通信信号中的人为干扰的存在或不存在的输出来控制所述放大器在高线性接收模式或低 线性接收模式中放大所述通信信号。在本发明的另一方面中，提供一种用于在接收器中处理通信信号的方法。所述方 法包括检测在增益状态内所述通信信号中的人为干扰的存在或不存在。所述方法进一步包 括基于检测到所述通信信号中的人为干扰的存在或不存在的输出而在高线性接收模式或 低线性接收模式中放大通信信号。对于所述增益状态，高线性接收模式对应于相对于低线 性接收模式的增益来说较低的增益。在本发明的再一方面中，提供一种用于在接收器中处理通信信号的设备。所述设 备包括用于检测在增益状态内所述通信信号中的人为干扰的存在或不存在的构件。所述设 备进一步包括用于基于检测到所述通信信号中的人为干扰的存在或不存在的输出而在高 线性接收模式或低线性接收模式中放大通信信号的构件。对于所述增益状态，高线性接收 模式对应于相对于低线性接收模式的增益来说较低的增益。在本发明的又一方面中，提供一种用于在接收器中处理通信信号的处理系统。所 述处理系统包括经配置以检测在增益状态内所述通信信号中的人为干扰的存在或不存在 的模块。所述模块经进一步配置以基于检测到所述通信信号中的人为干扰的存在或不存在 的输出而在高线性接收模式或低线性接收模式中放大通信信号。对于所述增益状态，高线 性接收模式对应于相对于低线性接收模式的增益来说较低的增益。在本发明的又一方面中，提供一种编码有用于在接收器中处理通信信号的指令的 机器可读媒体。所述指令包括用于基于在增益状态内通信信号中的人为干扰的存在或不存 在的检测而在高线性接收模式或低线性接收模式中放大通信信号的代码。对于所述增益状 态，高线性接收模式对应于相对于低线性接收模式的增益来说较低的增益。应理解，对于所属领域的技术人员来说，标的技术的其它配置将从以下详细描述 中变得容易显而易见，其中标的技术的各种配置是以说明方式来展示并描述。如将认识到， 标的技术能够具有其它及不同配置，且其若干细节在各种其它方面中能够加以修改，全部 均不脱离标的技术的范围。因此，应将图式及详细描述视为本质上说明性而非限制性的。


图1为说明可使用接收器的无线通信系统的实例的图；图2为说明图1的接入终端中的一者的实例的概念框图；图3为说明在逐步历经不同增益状态时的增益转变的实例的曲线图；图4A为说明低噪声放大器(LNA)经配置以在LNA的输出部分处放大通信信号的 示范性接收器系统的概念框图；图4B为说明根据本发明的实例接收器的框图；图5为说明图4A的LNA的示范性电路的概念框图；图6说明LNA经配置以在LNA的输入部分处放大通信信号的示范性接收器系统的 概念框图； 图7为说明图6的LNA的示范性电路的概念框5
图8为说明具有用于放大通信信号的不同LNA配置的示范性接收器系统的概念框 图；图9A及图9B为说明具有用于放大通信信号的其它LNA配置的示范性接收器系统 的概念框图；图10为说明具有用于放大通信信号的不同LNA配置的示范性接收器系统的概念 框图；图11为说明在接收器中处理通信信号的示范性操作的流程图；以及图12为说明用于在接收器中处理通信信号的装置的功能性的实例的概念框图。
具体实施例方式图1为说明可使用接收器的无线通信系统的实例的图。无线通信系统100包括接 入网络102，所述接入网络102可与多个接入终端ICM1到104N通信。接入终端ICM1到104N 也可经由接入网络102而彼此通信。从接入网络到接入终端ICM1到104n中的一者的通信 链路通常被称为前向链路，且从接入终端IiM1到104N中的一者到接入网络102的通信链路 通常被称为反向链路。接入终端ICM1到104N中的任一者可表示移动电话、计算机、膝上型计算机、电话、 个人数字助理(PDA)、音频播放器、游戏控制台、相机、摄录机、音频装置、视频装置、多媒体 装置、前述各物中的任一者的组件(例如，印刷电路板、集成电路和/或电路组件)、或能够 支持无线通信的任何其它装置。此外，接入终端IiM1到10、可为固定或移动的，且可包括 数字装置、模拟装置或两者的组合。通信系统100可对应于超宽带(UWB)系统，其是用于无线个域网络(WPAN)的无线 电技术。通信系统100可使用许多其它通信协议中的一者。以实例说明，通信系统100可 支持演进数据最优化(EV-DO)和/或超移动宽带(UMB)。EV-DO及UMB为由第三代合作伙 伴计划2(3GPP2)作为CDMA2000标准系列的一部分发布的空中接口标准，且使用例如码分 多址(CDMA)等多址技术来向移动订户提供宽带因特网接入。或者，通信系统100可支持长 期演进(LTE)，其为3GPP2内的主要基于宽带CDMA(W-CDMA)空中接口来改善通用移动电信 系统(UMTS)移动电话标准的计划。通信系统100还可支持与WiMAX论坛相关联的WiMAX 标准。这些标准仅为示范性协议，且通信系统100并不限于这些实例。由通信系统100使用的实际通信协议将视特定应用及强加于系统上的整体设计 约束而定。遍及本发明而呈现的各种技术同等地适用于异质或同质通信协议的任一组合， 且可适用于无线或有线通信系统或其它类型系统或装置中。图2为说明图1的接入终端中的一者的实例的概念框图。接入终端104包括处理 系统202，所述处理系统202能够经由总线204或其它结构或装置而与接收器206及发射器 208通信。应理解，除总线外的通信构件可用于所揭示的配置。处理系统202可产生待提供 给发射器208以供通信的音频、视频、多媒体和/或其它类型的数据。此外，音频、视频、多 媒体和/或其它类型的数据可在接收器206处接收且由处理系统202处理。处理系统202可包括通用处理器及用于存储数据及软件程序的指令的易失性或 非易失性存储器。可存储于存储器210中的软件程序可由处理系统202使用以控制并管理 对各种网络的接入，以及提供其它通信及处理功能。软件程序也可提供用于例如显示器212及小键盘214等各种用户接口装置的与处理系统202的接口。处理系统202还可包括数字 信号处理器(DSP)，所述数字信号处理器(DSP)具有嵌入式软件层以卸载例如卷积编码、调 制及扩展频谱处理等各种信号处理功能。DSP还可执行编码器功能以支持电话应用程序。例如IS-98标准等标准可具有用于例如接收器206等接收器的严格线性及噪声指 数规范。为了与这些规范相符，Rx级间SAW滤波器可用于接收器中的LNA与下变频转换器 之间。此配置可归因于在下变频转换器之前使用高增益、低噪声放大器而实现低噪声指数。 另外，级间SAW滤波器可减小发射泄漏，且使下变频转换器的线性要求宽松。然而，SAW滤 波器的使用通常要求额外的成本、板空间及引脚。因此，需要在不使用SAW滤波器的情况下 提供低噪声指数及高线性的接收器架构。图3为说明在逐步历经不同增益状态时的增益转变的实例的曲线图。接收器(例 如，图2的接收器206)通常具有可被称为GO、GU G2、G3的不同增益状态。如可在图3中 发现，如在逐步历经GO — Gl — G2 — G3时，接收器增益的增益转变通常减小 15dB。就此 来说，Rx信号的典型增益状态电压如下所述GO =Rx 信号在-IlOdBm 与 _90dBm 之间Gl =Rx 信号在-90dBm 与 _75dBm 之间G2 =Rx 信号在-75dBm 与 _60dBm 之间G3 =Rx 信号在-60dBm 与 _45dBm 之间G4 =Rx 信号 > _45dBmχ轴表示在接收器接收到输入功率的情况下的CDMA输入功率。y轴表示在接收器 连接到模/数转换器(ADC)的情况下接收器的输出处的电压。使用图3，如果对接收器的输 入功率为-IOOdBm,则接收器的输出处的电压为-62dB-伏特。当输入功率达到_90dBm时， 增益状态从GO改变到Gl。放大器的增益视是否检测到人为干扰器而改变。还应注意，虽然 图式说明使用GO (例如，在图7到图10中G0-HL、G0-LL)，但可使用任何其它增益状态(例 如，G1、G2 或 G3)。图4A为说明低噪声放大器(LNA)经配置以在LNA的输出部分处放大通信信号的 示范性接收器系统的概念框图。LNA可在低线性接收模式或高线性接收模式中放大通信信 号。根据标的技术的一个配置，接收器系统400可对应于图2的接收器206或对应于接入 终端104。应注意，接收器系统400并不限于接收器206或接入终端104，且可对应于其它 类型电子系统或其它类型接收器。如可在图4A中发现，LNA 402包括耦合到电流缓冲器406及408的放大器404 (例 如，高增益放大器)，所述电流缓冲器406及408又耦合到组合器414。电流缓冲器406还耦 合到开关410及412。放大器404耦合到LNA 402的输入。放大器406及408耦合到LNA 402的输出。在基于人为干扰信号(稍后描述)的存在的高线性接收模式中，开关410闭合且 开关412断开。此配置使来自电流缓冲器406的电流经由由闭合的开关410提供的路径转 向远离组合器414，以使得仅来自电流缓冲器408的电流进入组合器414。可发现此配置对 应于使接收器的噪声指数(NF)降级(例如，使NF从3dB增加到5dB)的低增益。因此，可 实现低增益(例如，经由使用放大器404)及高线性。在基于人为干扰信号(稍后描述)的不存在的低线性接收模式中，开关412闭合且开关410断开。此配置将来自电流缓冲器406的电流引导到组合器414，以使得来自电流 缓冲器406及408两者的电流进入组合器414。因此，可以低线性为代价实现高增益(例 如，经由使用晶体管电路406及408两者)及低噪声指数。因此，低线性为折衷。(经由使 用两个放大器406及408)可实现。因此，高线性接收模式可对应于低增益及经降级的NF，且低线性接收模式可对应 于高增益。只要接收器系统400可实现低NF，接收器系统400便可在人为干扰器不存在情 况下具有经降级的线性。另外，只要接收器系统400可实现高线性，接收器系统400便可在 人为干扰器存在情况下具有经降级的NF。换句话说，如果可检测到人为干扰器的存在/不 存在，则并非必定必须同时实现低NF及高线性。因此，因为可检测到人为干扰器的存在或 不存在，所以并不需要稳健的接收器设计。可在一增益状态内检测在信号中人为干扰的存 在或不存在，且对于所述增益状态，高线性接收模式可对应于相对于低线性接收模式的增 益来说较低的增益。举例来说，在(对应于高线性接收模式的)人为干扰器存在情况下，信号电平可 从-IlOdBm升高到_90dBm，而接收器NF被允许从3dB最大值增加到5dB最大值。然而，在 低及高线性接收模式两者中，仍可实现足够高以与特定标准(例如，IS-98标准)的规范相 符的增益。还应注意，在LNA的输入(而非输出)部分处控制低线性接收模式与高线性接 收模式之间的转变可利用经宽松的NF，且可改善LNA及下变频转换器(DnC)混频器的三次 差拍IIP3 (TB_IIP3)。在LNA402的输入(例如，404)及LNA402的输出(例如，406及408) 两者处使用放大器允许在LNA 402的输入及输出部分两者处控制低线性接收模式与高线 性接收模式之间的转变。组合器414可耦合到混频器416，所述混频器416经配置以下变频转换通信信号 (例如，RF信号)。混频器416可耦合到基带滤波器418，所述基带滤波器418经配置以对 经下变频转换的信号滤波。基带信号可对应于接收器系统400的输出(例如，Rx输出)。混频器416还可耦合到人为干扰器检测器420。人为干扰器检测器420经配置以 检测通信信号中人为干扰的存在。就此来说，通信信号中的“人为干扰”可对应于通信信号 中的干扰。在第7，130，602号美国专利(“‘602专利”)中进一步描述人为干扰器检测器 的使用，所述专利的内容以引用方式并入本文中。举例来说，图4B为'602专利的第一图，并说明双频带、四模式收发器的框图的 一部分，然而根据本发明，所揭示系统及方法可用于蜂窝式装置的任何配置(例如，CDMA、 TDMA、GSM、单频带等等)，且本文中通常被称为接收器。接收器被展示为具有耦合到RF滤 波器的天线101。以实例说明，RF滤波器可为其中输出耦合到芯片组106的射频表面声波 (SAW)滤波器。芯片组106的内部为低噪声放大器(LNA)，所述低噪声放大器(LNA)可耦合 到自适应滤波器110，但自适应滤波器110并非所需的。自适应滤波器110可为RF带通滤波 器。耦合到自适应滤波器110的是混频器112，其中振荡器114耦合到混频器112。以实例 说明，混频器的输出可为大约0Hz。节点以可编程可变衰减器从混频器112的输出分支出， 且以实例说明，可编程可变衰减器可为位于节点之后但位于人为干扰器检测器118之前的 40dB衬垫。人为干扰器检测器118的输出耦合到具有已建立的电压阈值的比较器120或模 /数转换器。以实例说明，比较器的阈值电压对于40dB耦合可为30mV。可编程可变衰减器 消除了从人为干扰器检测器118往回泄漏到混频器112的任何信号。混频器112的输出还
8与低通滤波器(LPF) 122耦合。此配置允许人为干扰器检测器118在LPF 122从RF信号滤 除人为干扰元素之前检测RF信号中人为干扰的存在。RF信号中及接收器中的干扰可被定 义为RF信号中的人为干扰，且本发明利用用于检测RF信号中人为干扰的存在的人为干扰 器检测器。在图4B中，人为干扰器检测器420耦合到处理单元422，所述处理单元422可确定 接收器400应处于低线性接收模式还是高线性接收模式。如上文所注明，通信信号中的人 为干扰的存在可用作LNA402将使用哪一线性接收模式(高或低)的基础。特定来说，LNA 402可在检测到人为干扰时处于高增益、低线性接收模式，或在未检测到人为干扰时处于低 增益、高线性接收模式。处理单元422可作出确定且可基于人为干扰器检测器420的输出 来控制模式之间的转变。根据标的技术的一个配置，处理单元422可为数字信号处理器(DSP)。此外，处理 单元422可对应于处理系统202的至少一部分，或可与对应于单独处理器。图5为说明图4A的LNA 402的示范性电路的概念框图。对于通信信号的高增益 放大来说，图4A的放大器404可以包括于图5的框404中的电路来实施。在图5的底部为 差分放大器404。差分对放大器404具有接收输入到电路402的信号的两个输入(每一晶 体管414、415的栅极)。输入晶体管414、415分别接收输入信号VRF+及VRF-。对于VKF+的 小值来说，iKF+= gmnl*VKF+。差分对放大器404可用作针对小信号的线性放大器。差分对响 应于差模或差分信号。又，电路404被称为共源极差分放大器，因为两个输入NMOS放大器 使其源极(在图5中经由连接到接地的电感器)连接在一起，且输入为其栅极。使用差分 架构的一个优点为，理想地，共模信号将被抑制。因为共模信号出现于两个栅极处，所以其 差为零，且其将被抑制。不同于连接到LNA402的输入的放大器404，晶体管电路408连接 到LNA402的输出。晶体管电路408为晶体管电路404的差分共源共栅级。晶体管电路408 由分别连接到差分输出V0Ut+、V0Ut-的偏置晶体管409、411组成。晶体管409、411的输入 或栅极连接到偏置电压Vbias+、Vbias-。晶体管409和411以共栅极配置连接，且为晶体 管414及415提供低阻抗。共源共栅通常由两个晶体管来建构。共源共栅改善了输入输出 隔离(或反向传输)，因为不存在从输出到输入的直接耦合。此情形消除了米勒(Miller) 效应，且因此促成较高带宽。此外，电路502、503中最左侧晶体管的漏极连接到第一输出 135Vout+，所述第一输出135可操作地连接到无源混频器416。同样，电路502、504中最右 侧晶体管的漏极连接到第二输出136Vout-，所述第二输出136可操作地连接到无源混频器 416。另外，图4A的电流缓冲器406可以包括于图5的框406中的电路来实施。当图4A中 的开关410闭合时，其使通信信号转向远离混频器416。信号的此转向减小增益，且发现此 转向对应于(例如，使接收器系统400的NF降级的)高线性、较低增益接收模式。此外，可 用包括于图5的框408中的电路来实施图4B的电流缓冲器408，以用于在低线性接收模式 或高线性接收模式中处理通信信号，因为来自放大器408的电流在如上所描述的两个情形 中求和。也就是说，408始终接通。另一方面，在开关412闭合且开关410断开时，来自放大 器406的电流仅在低线性模式中求和。增益控制Vcontrol确定放大器406偏置为接通还 是断开。”如果Vcontrol “接通”，则开关410闭合，且开关412断开，且从放大器406流过 的电流分流到VDD。如果Vcontrol “断开”，则开关410断开，开关412闭合，且来自406的 电流与来自放大器408的电流求和。
此外，图5的元件502可对应于LNA402的负载。虽然在此图中说明差分电路，但 也可使用单端电路。在图5的顶部为含有两个PMOS晶体管的电路502。晶体管为有源负 载。电路502的两个晶体管用来偏置框404中的两个NMOS装置414、415。框502中的两个 晶体管的源极连接到电源电压VDD。电路502中最左侧晶体管503的漏极连接到晶体管409 的漏极。同样，电路502中最右侧晶体管504的漏极连接到晶体管411的漏极。因此，可在人为干扰存在情况下使接收器400的NF降级，而可在人为干扰不存在 情况下实现低噪声指数。接收器400经配置以在人为干扰器存在情况下具有较低前端(但 仍与例如IS-98标准等标准相符)增益以实现较高线性，且在人为干扰不存在情况下切换 回到较高前端增益以实现低NF。重新配置接收器400的能力使接收器400能够与特定标准 (例如，IS-98标准)的线性及噪声指数规范相符，同时消除级间SAW滤波器的使用。图6为说明低噪声放大器(LNA)经配置以在LNA的输入部分处放大通信信号的示 范性接收器系统的概念框图。LNA 602可在低线性接收模式或高线性接收模式中放大通信 信号。根据标的技术的一个配置，接收器系统600可对应于图3的接收器206或对应于接 入终端104。应注意，接收器系统600并不限于接收器206或接入终端104，且可对应于其 它类型电子系统或其它类型接收器。如可在图6中发现，LNA 602包括耦合到选择器614的放大器606及608。在基于 人为干扰信号的存在的高线性、低增益接收模式中，选择器614可选择对应于放大器608的 分支，且可经由放大器608将电流引导到混频器616。可发现此配置对应于使接收器的噪声 指数(NF)降级(例如，可使NF从3dB增加到5dB)。因此，可实现低增益(例如，经由使用 放大器608)及高线性。在基于人为干扰信号的缺少的低线性、高增益接收模式中，选择器614可设定为 对应于放大器606的分支，且可经由放大器606将电流引导到混频器616。因此，可实现高 增益及低线性。放大器606及608两者绝不同时接通。当放大器608接通时，放大器606 断开。此为增益状态GO、高线性状态。当放大器606接通时，放大器608断开。此为增益状 态GO、低线性状态。在图7中说明此情形。因此，高线性接收模式可对应于低增益及经降级的NF，且低线性接收模式可对应 于高增益。只要接收器系统600可实现低NF，接收器系统600便可在人为干扰器不存在情 况下具有经降级的线性。另外，只要接收器系统600可实现高线性，接收器系统600便可在 人为干扰器存在情况下具有经降级的NF。换句话说，如果可检测到人为干扰器的存在/不 存在，则并非必定必须同时实现低NF及高线性。可在一增益状态内发生检测信号中人为干 扰的存在或不存在，且对于所述增益状态，高线性接收模式可对应于相对于低线性接收模 式的增益来说较低的增益。举例来说，在(对应于高线性接收模式的)人为干扰器存在情况下，信号电平可 从-IlOdBm升高到_90dBm，而接收器NF被允许从3dB最大值增加到5dB最大值。然而，在 低及高线性接收模式两者中，仍可实现足够高以与特定标准(例如，IS-98标准)的规范相 符的增益。还应注意，在LNA的输入(而非输出)部分处控制低线性接收模式与高线性接 收模式之间的转变可利用经宽松的NF，且可使LNA及DnC混频器的TB_IIP3改善。混频器616可经配置以解调通信信号，且可耦合到基带滤波器618。基带滤波器 618经配置以提供来自经解调信号的基带信号。基带信号可对应于接收器系统600的输出
10(例如，Rx输出)。混频器616还可耦合到人为干扰器检测器620。人为干扰器检测器620经配置以 检测通信信号中人为干扰的存在。人为干扰器检测器620耦合到处理单元622，所述处理单元622可确定接收器600 应处于低线性接收模式还是高线性接收模式。如上文所注明，通信信号中的人为干扰的存 在可用作LNA 402将使用哪一线性接收模式(高或低)的基础。特定来说，LNA 602可在 检测到人为干扰时处于低增益、高线性接收模式，且在未检测到人为干扰时处于高增益、低 线性接收模式。处理单元622可作出确定且可基于人为干扰器检测器620的输出来控制模 式之间的转变。根据标的技术的一个配置，处理单元622可为数字信号处理器(DSP)。此外，处理 单元622可对应于处理系统202的至少一部分，或可对应于另一类型处理器。图7为说明图6的LNA 602的示范性电路的概念框图。在图7中，LNA的特征经 调整以调整线性。举例来说，图6的晶体管电路606可以包括于图7的框606中的电路来 实施。框606中的电路可对应于(例如，使接收器系统600的NF降级的)高线性、低增益 接收模式。放大器606为具有分别接收信号Vrf+及Vrf-的两个输入(每一晶体管614、 615的栅极)的差分放大器。输入晶体管614、615分别接收输入信号Vrf+及Vrf-。又，电 路606被称为共源极差分放大器，因为两个输入NMOS放大器使其源极(图5中经由连接到 接地的电感器Li)连接在一起，且输入为其栅极。两个不同电感器值1^及1^2表示晶体管电 路606及608的两个不同负载。晶体管614、627、615及619为跨导(gm)级。gm装置输入 电压，且输出电流。(对LNA的输入为电压，而输出为电流)。此外，图6的放大器608可以 包括于图7的框608中的电路来实施。框606中的电路可对应于低线性、高增益接收模式。 放大器608也是差分放大器，其中每一支脚具有经共源共栅的配置。两个下部放大器627、 619的栅极为信号输入，且两个上部放大器621、623的栅极为偏置输入。晶体管621、623 充当“共源共栅”装置，且为晶体管614、627及619、615提供低阻抗。共源共栅晶体管621 的源极连结到晶体管614及618的漏极。同样，共源共栅晶体管623的源极连结到晶体管 615及619的漏极。电容器628及629为耦合电容器。此外，图7的元件702可对应于LNA 602的负载。两个PMOS晶体管712、713充当有源负载，且分别偏置共源共栅晶体管621及 623的漏极。如上文所注明，虽然由图7说明并描述增益状态GO，但也可使用任何其它增益 状态(例如，G1、G2或G3)。虽然在此图中说明差分电路，但也可使用单端电路。因此，放 大器606被标记为G0-LL，其意味着放大器606正在增益状态0、低线性且高增益期间传导 电流。在GO-LL模式下，晶体管614、615接通，且627、619断开。晶体管614、615发现1/2 Ll的退化电感(发现从614或615的源极到625到接地的路径)。较低退化电感导致低线 性、高增益及良好NF。放大器608被标记为G0-HL，其意味着放大器608正在增益状态0、高 线性且低增益期间传导电流。在GO-HL模式中，以不良噪声指数为代价或折衷来实现良好 线性。晶体管627及619接通，且晶体管614及615断开。在GO-HL模式中，断开晶体管电 路614、615，因为其为低线性放大器。因此，晶体管电路608接通，且晶体管电路606断开。 晶体管627及619发现高退化电感，S卩，L2加1/2 Ll (624及1/2 625)。较高退化电感导致 高线性、低增益及不良NF。改变退化电感以改变使线性改变的增益。因此，可在人为干扰存在情况下使接收器600的NF降级(高噪声指数)，而可在人为干扰不存在情况下实现低噪声指数。接收器600经配置以在人为干扰器存在情况下具 有较低前端(但仍与例如IS-98标准等标准相符)增益以实现较高线性，且在人为干扰不 存在情况下切换回到较高前端增益以实现低NF。重新配置接收器600的能力使接收器600 能够与特定标准(例如，IS-98标准)的线性及噪声指数规范相符，同时消除级间SAW滤波 器的使用。图8为说明具有用于放大通信信号的不同LNA配置的示范性接收器系统的概念框 图。图8描绘用于通过控制施加到混频器的信号强度来在低线性接收模式与高线性接收模 式之间转变的三个配置。此三个配置在图8中被描绘为GO-HL 1到3。应注意，展示于图8 中的电路处于差分模式，且相对于电路左侧描述的GO-HL操作适用于电路右侧。虽然在此 图中说明差分电路，但也可使用单端电路。另外，如上文所注明，虽然由图8说明并描述G0， 但也可使用任何其它增益状态(例如，Gl、G2或G3)。就此来说，GO-HL 1的配置对应于在LNA的输入部分处在模式之间转变。在高 线性接收模式中，NMOS晶体管818_MN1及829丽2接通以用于交叉调制(XMOD)乘积消 除。在GO-HL 1中，施加到混频器416的电流由匪OS晶体管818丽1及829MN2虹吸出，借 此增加线性。在低线性接收模式中，晶体管818丽1断开，且晶体管829丽2接通，且Ll 0. 45(L1+L2)。更多电流流动到混频器，从而减小线性。此外，图8中的GO-HL 1可实施于 任何频带(例如，450MHz频带)中。GO-HL 2的配置对应于在LNA的输出部分处在模式之间转变。在GO-HL 2中，施加 到混频器的电流被虹吸出，借此增加线性。在此配置中，当PMOS晶体管805MP2接通时，LNA 可通过调整用于电流泄放的电阻器808 Rl并同时提供某一增益下降而从低线性接收模式 转变到高线性接收模式。Rl提供精调谐。Rl调整从晶体管805泄放的电流。Rl的值越高， 流动到混频器中的电流越大，且混频器的线性越低。Rl的值越低，流动到混频器中的电流 越低，且混频器的线性越高。通过控制电流到混频器的流动，控制电路的线性。通过减小去 往混频器的电流，使增益下降。可发现晶体管803MP1连同图8的右侧上的对应晶体管806 一起对应于图5的框502中的晶体管。在图8的顶部是含有PMOS晶体管803及806的电 路802。晶体管还可被描述为有源负载。电路802的晶体管803、806用来将两个NMOS装置 818、819偏置于饱和区中。框802中的晶体管803到806的源极连接到电源电压VDD。电 路802中最左侧晶体管803、805的漏极连接到晶体管821的漏极。同样，电路802中最右 侧晶体管804、806的漏极连接到晶体管823的漏极。此外，电路802中最左侧晶体管804、 806的漏极连接到第一输出Vout正(Vop) 735，所述第一输出735可操作地连接到无源混频 器416。同样，电路802中最右侧晶体管804、806的漏极连接到第二输出Vout负(Vom) 736， 所述第二输出736可操作地连接到无源混频器416。图8中的GO-HL 2可实施于任何频带 (例如，450MHz频带)中。GO-HL 3的配置对应于在LNA的输出部分处在模式之间转变。在此配置中，LNA可 通过使用分裂共源共栅晶体管且通过使AC电流泄放到Vdd而从低线性接收模式转变到高 线性接收模式。使电流泄放到Vdd减小了流入到混频器416的电流，且借此改善线性。可 发现图8中的GO-HL 3对应于图5的框406中的晶体管。图9A及图9B为说明具有用于放 大通信信号的其它LNA配置的示范性接收器系统的概念框图。在图9A的顶部为含有两个 PMOS晶体管903及904的电路902。晶体管为“二极管式连接”的晶体管，且也可被描述为有源负载。电路902的两个晶体管903、903用来将两个NMOS装置915、920偏置于饱和区 中。框902中的两个晶体管的源极连接到电源电压Vdd。电路902中最左侧晶体管903的 漏极连接到晶体管930的漏极。同样，电路902中的最右侧晶体管904的漏极连接到晶体 管935的漏极。晶体管930及935分别充当晶体管915及920的共源共栅晶体管。晶体 管915及920以共源极配置来布置，其中其源极分别经由电感器906及909而连接到接地。 偏置电压Vb连接到共源共栅晶体管930及935的栅极。此外，电路902中最左侧晶体管 的漏极连接到第一输出，即，输出正(“Outp”)，所述第一输出可操作地连接到无源混频器 416。同样，电路902中最右侧晶体管904的漏极连接到第二输出，S卩，输出负(“Outm”)， 所述第二输出可操作地连接到无源混频器416。运算放大器975连同电阻器965及970 — 起形成共模反馈回路以偏置PMOS装置903、904。此情形改善PMOS装置903、904的输出阻 抗。晶体管945及950为辅助晶体管。主要电流Imain中的非线性是由共源共栅NMOS晶体 管930感测。更具体来说，共源共栅NMOS晶体管930及935感测归因于主要晶体管915及 920的Imain中的非线性。此非线性输入到前馈(或辅助)晶体管945及950。这些辅助晶 体管945、950响应于非线性输入而产生电流I皿。有效电流Isia为Iaux与Imain的和。电流 Iaux消除Imain中的非线性分量，且借此改善整体电路的互调制性能。辅助晶体管对辅助装置 945及950经偏置于弱反转区中以提供Imain中的非线性的最佳消除。晶体管930的源极处 的电压响应于来自晶体管915的非线性电流。归因于非线性电流的电压的此改变由辅助晶 体管945感测到，且前馈一将在输出节点处求和的错误电流。主要差分对装置915及920 以及辅助装置945及950经偏置于适当区中以获得最佳互调制性能。参看图9A，gm输入处的下降可提供较高线性主要路径，且对于交叉调制乘积XMOD 来说可更易于从辅助路径得以消除。然而，可能注意到，gm输入处的下降可能需要更多DC 消耗。晶体管930、935提供注入电流。当晶体管920、933偏置为接通时，实现高线性状态 G0HL。所添加的电流使得退化电感器906看起来较大。调整退化电感器可产生来自晶体管 915、945及920、950的非所要电流(例如，干扰)的消除。因此产生较清洁的信号，且因此 产生较好线性。当晶体管920、933偏置为断开时，实现低线性状态G0LL。关于图9B，归因 于较强的初始LNA跨导gm，NF对于在gm输出处实施下降来说可为较好的。晶体管980、985 提供注入电流。所添加的电流使得退化电感器922看起来较大。调整退化电感器可产生来 自晶体管916、995及921、998的非所要电流(例如，干扰)的消除。此情形产生较清洁的 信号，且因此产生较好线性。可发现图9A的GO-HL对应于图7的GO-HL的变化，且可发现 图9B的GO-HL对应于图5的框406中的晶体管。如上文所注明，虽然由图9A及图9B说明 并描述G0，但也可使用任何其它增益状态(例如，G1、G2或G3)。虽然在这些图中说明差分 电路，但也可使用单端电路。图10为说明具有用于放大通信信号的不同LNA配置的示范性接收器系统的概念 框图。图6为进一步详细展示LNA 110的电路图。LNA 110包括两个差分输入信号端子 200及201、DC偏置电路M 202、DC偏置电路C 203、Ml_主要场效应晶体管(FET) 204、M2_ 主要FET 205、Ml_消除FET 206、M2_消除FET 207、包括两个FET 209及210的第一共源 共栅电路208、包括两个FET 212及213的第二共源共栅电路211、两个电容器214及215、 第一退化电感器Ll 216、第二退化电感器L2 217、包括两个电感器219及220以及一电容
13器221的LNA负载218，以及两个差分输出信号节点222及223。所有晶体管204到207、 209,210,212 及 213 为 N 沟道 FET。电感器 216、217、219 及 220 以及电容器 214,215 及 221 为使用半导体制造工艺形成于RF收发器集成电路103上的集成组件。偏置电路M 202将DC偏置电压VBIASl供应到共源共栅FET 209及213的栅极上。 如所说明，偏置电路M 202还将DC偏置电压VBIAS3供应到主要FET 204的栅极上，且将DC 偏置电压VBIAS4供应到主要FET 205的栅极上。这些偏置电压经设定以使得主要FET 204 及205经偏置于其饱和操作区中。偏置电路C 203将DC偏置电压VBIAS2供应到共源共栅 FET 210及212的栅极上。偏置电路C 203还将DC偏置电压VBIAS5供应到消除FET 206 的栅极上，且将DC偏置电压VBIAS6供应到消除FET 207的栅极上。这些偏置电压经设定 以使得消除FET 206及207经偏置于其亚阈值操作区中。亚阈值操作区有时被称为弱反转 操作区。虽然在图6的实例中存在用以偏置共源共栅晶体管209、213、210及212的两个偏 置电压，但在其它实施例中，所有共源共栅晶体管的栅极连接在一起，且单一 DC偏置电压 用以偏置所有共源共栅晶体管。图10描绘用于使LNA在高线性接收模式与低线性接收模式之间转变的两个配置。 此两个配置在图10中被描绘为GO-HL 1及2。又，虽然由图10说明并描述G0，但也可使用 任何其它增益状态(例如，G1、G2或G3)。虽然在此图中说明差分电路，但也可使用单端电路。图10展示线性化LNA，其增益、噪声指数及线性可视系统要求(例如，增益模式) 而动态调整以最优化整体接收器的性能。此LNA具有两个路径。主功能为放大输入信号 (且还主要界定LNA噪声指数)的主要路径，及消除主要路径的IM3电流以增强整体LNA线 性的消除(或线性化)路径。主要消除路径由装置1050、1052、1062及1064构成。剩余装 置属于主要路径，或对于两者来说为共同的。主要路径具有使用不同退化电感器的并联连接的两个差分输入对。概念上，每次 仅这些输入对中的一者为作用的，但是，有可能配置此LNA以允许同时操作。由1016及1017 构成的差分对使用较小退化电感器(L3及L4)，从而以较低LNA线性为代价导致较大LNA增 益及较低噪声指数。此差分对因此用于低线性模式(GO-LL)中。由1014及1015构成的差 分对使用较大退化电感器(Li及L2)，且以增加的噪声指数为代价提供较小LNA增益及改 善的线性；其用于GO-HL中。两个差分对(1014与1015及1016与1017)经偏置于饱和区 中，但是，其偏置电流可为不同的。装置1050及1052的作用是通过提供消除由输入差分对(1014与1015或1016与 1017)产生的IM3电流的IM3电流来改善整体LNA线性。为了实现此目标，装置1050及1052 经偏置于亚阈值区中，而输入差分对经偏置于饱和区中。来自主要及消除路径的信号及IM3 电流在输出共源共栅装置(1060、1064、1062及1066)的漏极处相加在一起；信号电流相长 地相加，而IM3电流消除，从而导致整体改善的LNA线性。通过适当选择1050及1052的偏 置电流及大小，可能对准IM3电流的量值及相位，以最优化LNA线性。装置1081及1086构成泄放级。当断开时，这些装置对LNA的性能具有极小影响。 然而，当接通时，其可用以在混频器线性限制整体RX链线性的状况下减小由LNA提供到混 频器的电流量。1060与1081 (或1066与1086)之间的大小比控制由输入差分对提供的最 终递送到混频器的电流量。
GO-HL 1的配置对应于在LNA的输入部分处在模式之间转变。在此配置中，LNA可 从低线性接收模式转变到高线性接收模式。在如此进行时，可使退化电感器增加。发现此 情形以增加的NF为代价实现较好线性。举例来说，可在5dB下实施增益下降。另外，对于 电感器负载来说，NF可从1. 87dB变成2. 86dB。对于ρ沟道MOSFET (PMOS)负载来说，NF可 从2. 52dB变成4. 18dB。可发现图10的GO-HL 1对应于图7的GO-HL的变化。如可在图10中发现，Ll及L2以及对应晶体管可用于高线性接收模式中。另外， L3及L4以及对应晶体管可用于低线性接收模式中。GO-HL 2的配置对应于在LNA的输出部分处在模式之间转变。在此配置中，LNA可 使用分裂共源共栅晶体管且通过使AC电流泄放到VDD而从低线性接收模式转变到高线性 接收模式。整体观测到的NF降级可类似于图10的GO-HL 1的配置的NF降级。可发现图 10的GO-HL 2对应于图5的框406中的晶体管。图11为说明在接收器中处理通信信号的示范性操作的流程图。在步骤1102中， 检测通信信号中人为干扰的存在或不存在。在步骤1104中，基于检测到通信信号中人为干 扰的存在或不存在的输出而控制在高线性接收模式或低线性接收模式中放大通信信号。对 于增益状态，高线性接收模式对应于相对于低线性接收模式的增益来说较低的增益。图12为说明用于在接收器中处理通信信号的装置的功能性的实例的概念框图。 装置1200包括用于检测通信信号中人为干扰的存在或不存在的模块1202。装置1200还包 括用于基于检测到通信信号中人为干扰的存在或不存在的输出而控制在高线性接收模式 或低线性接收模式中放大通信信号的模块。对于增益状态，高线性接收模式对应于相对于 低线性接收模式的增益来说较低的增益。返回参看图2，可使用软件、硬件或两者的组合来实施处理系统202。以实例说明， 处理系统202可以一个或一个以上处理器来实施。处理器可为通用微处理器、微控制器、 数字信号处理器(DSP)、专用集成电路(ASIC)、现场可编程门阵列(FPGA)、可编程逻辑装置 (PLD)、控制器、状态机、门控逻辑、离散硬件组件或可执行信息的计算或其它操纵的任何其 它适合装置。处理系统202还可包括用于存储软件的一个或一个以上机器可读媒体。软件 应广泛地解释为意味着指令、数据、或其任何组合，无论被称为软件、固件、中间件、微码、硬 件描述语言还是其它。指令可包括代码(例如，呈源代码格式、二进制码格式、可执行代码 格式或任何其它适合的代码格式)。机器可读媒体可包括集成到处理器中的存储装置(例如，可能在ASIC的状况下)。 机器可读媒体还可包括处理器外部的存储装置，例如，随机存取存储器(RAM)、快闪存储器、 只读存储器(ROM)、可编程只读存储器(PROM)、可擦除PROM(EPROM)、寄存器、硬盘、可装卸 式盘、CD-ROM、DVD或任何其它合适存储装置。此外，机器可读媒体可包括传输线或编码数 据信号的载波。所属领域的技术人员将认识到如何最佳地实施处理系统202的所描述功能 性。根据本发明的一个方面，机器可读媒体为编码或存储有指令的计算机可读媒体，且为界 定指令与系统剩余部分之间的结构及功能相互关系的计算元件，所述相互关系准许实现指 令的功能性。指令可为可(例如)由接入终端或处理系统执行。指令可(例如)为包括代 码的计算机程序。机器可读媒体可包含一个或一个以上媒体。所属领域的技术人员应了解，本文中所描述的各种说明性块、模块、元件、组件、方 法及算法可实施为电子硬件、计算机软件或所述两者的组合。所属领域的技术人员可针对每一特定应用以不同方式实施所描述的功能性。此外，可在全都不脱离标的技术的范围的 情况下不同地布置(例如，以不同次序布置或以不同方式分割)各种组件及块。在标的技术的一个方面中，LNA可指放大器。虽然使用η沟道MOSFET (NMOS)及ρ 沟道MOSFET (PMOS)晶体管(即，CMOS)来说明标的技术，但可利用其它类型晶体管(例如， 双极晶体管或双极晶体管与CMOS晶体管的组合)来实践标的技术。MOSFET的栅极、源极 及漏极可对应于双极晶体管的基极、射极及集极。在图10中分别以标记G、S及D来说明 MOSFET的栅极、源极及漏极。应理解，所揭示的过程中的步骤的特定次序或阶层架构为示范性做法的说明。基 于设计偏好，应理解，可重新配置所述过程中的步骤的特定次序或阶层架构。随附方法项以 样本次序呈现各种步骤的要素，且并不有意限于所呈现的特定次序或阶层架构。所属领域的技术人员应理解，可使用各种不同技艺及技术中的任一者来表示信息 及信号。举例来说，可由电压、电流、电磁波、磁场或磁粒子、光场或光粒子、或其任一组合来 表示可遍及上文描述而参考的数据、指令、命令、信息、信号、位、符号及码片。提供先前描述以使所属领域的技术人员能够实践本文中所描述的各种配置。对于 所属领域的技术人员来说，对这些配置的各种修改将容易显而易见，且本文中所定义的一 般原理可适用于其它配置。因此，权利要求书并不既定限于本文中所展示的配置，而是应符 合与权利要求书一致的完全范围，其中以单数形式参考一元件并不既定表示“一个且仅一 个”(除非具体如此陈述)，而是表示“一个或一个以上”。除非另外具体陈述，否则术语“一 些”指一个或一个以上。男性代词(例如，他)包括女性及中性(例如，她及它)，且反之亦 然。标题及子标题(如果存在)是仅为了便利起见而使用，且并不限制本发明。 本文中所使用的例如“举例来说”、“例如”、“实例”、“例子”、“以实例说明”、“例如” 及其类似者的术语指示以实例且并非以限制而进行的说明。一般所属领域的技术人员已知 或稍后将知晓的遍及本发明而描述的各种配置的元件的所有结构及功能等效物都以引用 的方式明确地并入本文中且既定由权利要求书涵盖。此外，本文中所揭示的任何内容皆不 既定专用于大众，而不管此揭示内容是否明确地叙述于权利要求书中。除非请求项要素是 使用短语“用于…的构件”而明确地叙述，或在一方法项的状况下所述要素是使用短语“用 于…的步骤”而叙述，否则所述请求项要素将不会根据35U. S. C. § 112第6段的条款来加以 解释。
1权利要求
1.一种接收器，其包含人为干扰器检测器，其经配置以检测在增益状态内通信信号中的人为干扰的存在或不 存在；放大器，其经配置以在高线性接收模式或低线性接收模式中放大所述通信信号，其中 对于所述放大器中的所述增益状态，所述高线性接收模式对应于相对于所述低线性接收模 式的增益来说较低的增益；以及处理单元，其耦合到所述人为干扰器检测器，所述处理单元经配置以基于所述人为干 扰器检测器检测到所述通信信号中的人为干扰的所述存在或所述不存在的输出来控制所 述放大器在所述高线性接收模式或所述低线性接收模式中放大所述通信信号。
2.根据权利要求1所述的接收器，其中所述处理单元经配置以在所述人为干扰器检测 器未检测到所述通信信号中的人为干扰的所述存在的情况下控制所述放大器在所述低线 性接收模式中放大所述通信信号。
3.根据权利要求1所述的接收器，其中所述处理单元经配置以在所述人为干扰器检测 到所述通信信号中的人为干扰的所述存在的情况下控制所述放大器在所述高线性接收模 式中放大所述通信信号。
4.根据权利要求1所述的接收器，其中在所述高线性接收模式中的所述放大器的所述 较低增益与所述接收器的经降级的噪声指数(NF)相关联。
5.根据权利要求1所述的接收器，其中所述处理单元为数字信号处理器(DSP)。
6.根据权利要求1所述的接收器，其中所述处理单元经配置以控制所述放大器在所述 放大器的输入部分处在所述高线性接收模式或所述低线性接收模式中放大所述通信信号。
7.根据权利要求6所述的接收器，其中所述放大器包含两个放大器，且其中所述两个 放大器对应于在所述高线性接收模式或所述低线性接收模式中放大所述通信信号。
8.根据权利要求1所述的接收器，其中所述处理单元经配置以控制所述放大器在所述 放大器的输出部分处在所述高线性接收模式或所述低线性接收模式中放大所述通信信号。
9.根据权利要求1所述的接收器，其中所述放大器包含一高增益放大器、耦合到所述 高增益放大器的两个电流缓冲器、耦合到所述电流缓冲器中的一者的两个开关、及一组合 器，其中所述两个开关及所述两个电流缓冲器对应于在所述高线性接收模式或所述低线性 接收模式中放大所述通信信号。
10.根据权利要求1所述的接收器，其进一步包含混频器，所述混频器经配置以下变频 转换从所述放大器输出的信号。
11.根据权利要求10所述的接收器，其进一步包含基带滤波器，所述基带滤波器经配 置以对所述经下变频转换的信号滤波。
12.一种用于在接收器中处理通信信号的方法，所述方法包含检测在增益状态内所述通信信号中的人为干扰的存在或不存在；以及基于所述通信信号中的人为干扰的所述存在或所述不存在而在高线性接收模式或低 线性接收模式中放大所述通信信号，其中对于所述增益状态，所述高线性接收模式对应于 相对于所述低线性接收模式的增益来说较低的增益。
13.根据权利要求12所述的方法，其中在所述通信信号中未检测到人为干扰的所述存 在的情况下执行所述在所述低线性接收模式中放大所述通信信号。
14.根据权利要求12所述的方法，其中在所述通信信号中检测到人为干扰的所述存在 的情况下执行所述在所述高线性接收模式中放大所述通信信号。
15.根据权利要求12所述的方法，其中所述高线性接收模式中的所述较低增益与所述 接收器的经降级的噪声指数(NF)相关联。
16.根据权利要求12所述的方法，其中由数字信号处理器(DSP)执行所述放大。
17.根据权利要求12所述的方法，其进一步包含下变频转换所述经放大的信号；以及对所述经下变频转换的信号滤波。
18.一种用于在接收器中处理通信信号的设备，所述设备包含用于检测在增益状态内所述通信信号中的人为干扰的存在或不存在的构件；以及用于基于检测到所述通信信号中的人为干扰的所述存在或所述不存在的输出而在高 线性接收模式或低线性接收模式中放大所述通信信号的构件，其中对于所述增益状态，所 述高线性接收模式对应于相对于所述低线性接收模式的增益来说较低的增益。
19.根据权利要求18所述的设备，其中所述用于放大的构件在所述通信信号中未检测 到人为干扰的所述存在的情况下在所述低线性接收模式中放大所述通信信号。
20.根据权利要求18所述的设备，其中所述用于放大的构件在所述通信信号中检测到 人为干扰的所述存在的情况下在所述高线性接收模式中放大所述通信信号。
21.根据权利要求18所述的设备，其中所述高线性接收模式中的所述较低增益与所述 接收器的经降级的噪声指数(NF)相关联。
22.根据权利要求18所述的设备，其中所述用于放大的构件为数字信号处理器(DSP)。
23.根据权利要求18所述的设备，其进一步包含用于下变频转换所述经放大的信号的构件；以及用于对所述经下变频转换的信号滤波的构件。
24.一种用于在接收器中处理通信信号的处理系统，所述处理系统包含模块，所述模块 经配置以检测在增益状态内所述通信信号中的人为干扰的存在或不存在；以及基于检测到所述通信信号中的人为干扰的所述存在或所述不存在而在高线性接收模 式或低线性接收模式中放大所述通信信号，其中对于所述增益状态，所述高线性接收模式 对应于相对于所述低线性接收模式的增益来说较低的增益。
25.—种编码有用于在接收器中处理通信信号的指令的机器可读媒体，所述指令包含 用于进行以下操作的代码基于在增益状态内所述通信信号中的人为干扰的存在或不存在的检测而控制在高线 性接收模式或低线性接收模式中放大所述通信信号，其中对于所述增益状态，所述高线性 接收模式对应于相对于所述低线性接收模式的增益来说较低的增益。
全文摘要
一种接收器包括人为干扰器检测器，所述人为干扰器检测器经配置以检测在增益状态内通信信号中的人为干扰的存在或不存在。所述接收器进一步包括放大器，所述放大器经配置以在高线性接收模式或低线性接收模式中放大所述通信信号，其中对于所述放大器中的所述增益状态，所述高线性接收模式对应于相对于所述低线性接收模式的增益来说较低的增益。此外，所述接收器包括耦合到所述人为干扰器检测器的处理单元，所述处理单元经配置以基于所述人为干扰器检测器检测到所述通信信号中的人为干扰的所述存在或所述不存在的输出来控制所述放大器在所述高线性接收模式或所述低线性接收模式中放大所述通信信号。还提供一种用于在接收器中处理通信信号的方法。
文档编号H04B1/10GK102007701SQ200980113269
公开日2011年4月6日 申请日期2009年4月15日 优先权日2008年4月15日
发明者乔斯·卡瓦尼利亚斯, 刘里, 张立中, 普拉萨德·S·古德曼 申请人:高通股份有限公司