天线装置和使用了该天线装置的通信设备的制作方法

专利名称：天线装置和使用了该天线装置的通信设备的制作方法
技术领域：
本发明涉及车辆等中搭载的分集接收方式的电视接收机、MIMO(利用多个天线的 数据收发)系统等通信装置、和该通信装置所采用的天线装置。
背景技术：
利用图30 图32，对现有的车辆中搭载的电视接收用分集(diversity)方式的天 线装置进行说明。图30是表示现有的分集方式天线的车载实施例的图。现有的电视接收用分集方 式天线具有粘贴在挡风玻璃100的上部区域的第1薄膜天线101、和与第1薄膜天线101 分离地粘贴在挡风玻璃100的上部区域的第2薄膜天线102。第1薄膜天线101与第1有 源电路103连接，第2薄膜天线102与第2有源电路104连接。现有的电视接收用分集方 式的天线装置借助与第1有源电路103连接的第1传输线路105、和与第2有源电路104连 接的第2传输线路106，与后级的电子单元(图31的107)连接。图31是现有的电视接收用分集方式天线装置的电路框图。在图31中，现有的电 视接收用分集方式天线装置108具有与第1薄膜天线101连接的第1有源电路103、和与 第2薄膜天线102连接的第2有源电路104。并且，现有的电视接收用分集方式天线装置具 有与第1有源电路103连接的第1传输线路105、和与第2有源电路104连接的第2传输 线路106。第1传输线路105和第2传输线路106与进行分集方式的控制的电子单元107 连接。第1有源电路103具有被输入第1薄膜天线101接收到的电视信号的第1可变 匹配电路109 ；与第1可变匹配电路109的输出侧连接的第1放大器110 ；和与第1放大器 110的输出侧连接、并与第1传输线路105连接的第3高通滤波器111。并且，第1有源电 路103具有第3低通滤波器112、第1调节器(regulator) 113、第1控制信号判定电路114。 第3低通滤波器112与第1传输线路105连接，被输入经由第1传输线路105而供给来的 电源电压与控制信号叠加后的信号。第1调节器113和第1控制信号判定电路114与第3 低通滤波器112的输出侧连接。同样，第2有源电路104具有被输入第2薄膜天线102接收到的电视信号的第2 可变匹配电路115 ；与第2可变匹配电路115的输出侧连接的第2放大器116 ；和与第2放 大器116的输出侧连接、并与第2传输线路106连接的第4高通滤波器117。并且，第2有 源电路104具有第4低通滤波器118、第2调节器119、第2控制信号判定电路120。第4 低通滤波器118与第2传输线路106连接，被输入经由第2传输线路106而供给的电源电 压与控制信号叠加后的信号。第2调节器119和第2控制信号判定电路120与第4低通滤 波器118的输出侧连接。电子单元107具有经由第1传输线路105被输入电视信号的第1高通滤波器 121 ；与第1高通滤波器121的输出侧连接的第IRF电路122 ；和与第1传输线路105连接， 被输入在第1电源/控制信号发生电路123中生成的电源电压与控制信号叠加后的信号的第1低通滤波器124。电子单元107具有经由第2传输线路106被输入电视信号的第2高通滤波器 125 ’与第2高通滤波器125的输出侧连接的第2RF电路126 ；以及与第2传输线路106连 接，被输入在第2电源/控制信号发生电路127中生成的电源电压与控制信号叠加后的信 号的第2低通滤波器128。在第IRF电路122和第2RF电路126的输出侧连接有解调电路 129，用于对电视信号进行解调。图32是表示现有的分集方式天线装置中的电源电压与控制信号叠加后的信号的 特性的图。表示了在第1电源/控制信号发生电路123和第2电源/控制信号发生电路 127中生成的电源电压与控制信号叠加后的信号的波形。在图32中，横轴表示时间，纵轴表示电压值。电源电压与控制信号叠加后的信号 130总是具有比第1调节器113和第2调节器119能够平滑的最低电压值131大的电压值。并且，信号130在最低电压值131以上的电压中，设定了第1电压值132、第2电 压值133、第3电压值134、第4电压值135这4个电压值，按时间顺序在它们之间切换电压 值。利用上述第1电压值132、第2电压值133、第3电压值134、第4电压值135这4个电 压值，第1电源/控制信号发生电路123和第2电源/控制信号发生电路127分别控制第 1可变匹配电路109和第2可变匹配电路115。具体而言，第1电源/控制信号发生电路123中生成的信号130通过第1低通滤 波器1 被向第1传输线路105供给。这里，信号130与电视信号相比，由于是非常低的频 率的信号，所以无法通过电视信号可通过的第1高通滤波器121，因此不会到达第IRF电路。向第1传输线路105供给的信号130在经由第1传输线路105到达了第3低通滤 波器112之后，经过第3低通滤波器112被向第1调节器113和第1控制信号判定电路114 供给。这里，信号130基于和上述同样的理由，无法通过第3高通滤波器111。在第1调节器113中，信号130被平滑成比图32的最低电压值131低的电压值， 作为电源用电压，向第1放大器110和第1控制信号判定电路114供给。而且，在第1控制信号判定电路114中，判定信号130相当于第1电压值132、第2 电压值133、第3电压值134、第4电压值135中的哪个电压值水平。为了成为对各电压值 水平预先分配的第1可变匹配电路109的状态，从第1控制信号判定电路114向第1可变 匹配电路供给控制信号。第1可变匹配电路的状态基于上述的控制信号被变更，以便成为 与想要接收的电视信号的频带最适合的状态。由于由第1薄膜天线101接收到的电视信号与信号130相比，是非常高的频率，所 以不通过第3低通滤波器112地几乎全被向第1传输线路105供给。然后，通过第1高通 滤波器121，被向第IRF电路122供给。在第IRF电路中，电视信号在被放大、噪声除去、频 率变换、量子化后，向解调电路1 供给而被解调。解调电路129同样被供给在第2薄膜天 线102中接收到的电视信号，各个电视信号在解调电路129中被解调。解调之后，2个电视 信号被进行最大比合成，可实现接收特性的改善。在上述现有的天线装置中，向第1有源电路103及第2有源电路104供给的电源 电压和控制信号在第1电源/控制信号发生电路123及第2电源/控制信号发生电路127 中，如图32所示的信号130那样被叠加。因此，控制信号所允许的电位宽度在最低电压值 131以上的区域受限，难以使用大的电位宽度来控制第1有源电路103及第2有源电路104。
而且，如图32所示的信号130那样，由于在电源电压叠加有控制信号，所以无法直 接以该状态作为电源电压而使用，第1有源电路103及第2有源电路104需要使电压值平 滑的第1调节器113和第2调节器119。因此，难以实现第1有源电路103及第2有源电路 104的小型化。其中，作为与本申请发明相关的在先技术文献信息，例如公知有专利文献1、2。专利文献1实开昭61-136649号公报专利文献2特开平4480125号公报

发明内容
本发明的天线装置具备从第1天线和第2天线被输入接收信号的有源电路、与第 1天线所对应的有源电路连接的第1传输线路、和与第2天线所对应的有源电路连接的第2 传输线路。有源电路的电源从连接第1传输线路和第2传输线路的电子单元的电源供给电 路，经由第1传输线路被供给。有源电路的控制基于从电子单元的控制信号发生电路经由 第2传输线路而供给的控制信号进行。通过该构成，经由第1传输线路仅将电源电压向有源电路供给，经由第2传输线路 仅将控制信号向有源电路供给。因此，电源电压中未被叠加控制信号电压，能够对控制信号 使用大的电位宽度。而且，由于有源电路不需要调节器，所以可实现有源电路的小型化。


图1是实施方式1涉及的天线装置的框图。图2是表示实施方式1涉及的天线装置的电源电压的特性的图。图3是表示实施方式1涉及的天线装置的控制信号的特性的图。图4是表示实施方式1涉及的天线装置的另一控制信号的特性的图。图5是实施方式1涉及的天线装置的另一有源电路的框图。图6是实施方式2涉及的天线装置的框图。图7是实施方式2涉及的天线装置的控制信号判定电路的框图。图8是实施方式3涉及的第1天线单元的框图。图9是实施方式4涉及的第3天线单元的框图。图10是本实施方式5涉及的第2天线单元的框图。图11是将本实施方式5涉及的第2天线单元组入到天线模块的图。图12是表示本实施方式5涉及的天线元件的差模(differentialmode)时的动作 的图。图13是表示本实施方式5涉及的天线元件的共模时的动作的图。图14是本实施方式5涉及的第1天线单元的框图。图15是本实施方式5涉及的第3天线单元的框图。图16是表示本实施方式5涉及的第2天线单元的差模时的设计例的图。图17是表示本实施方式5涉及的第2天线单元的共模时的设计例的图。图18是表示本实施方式5涉及的天线装置的差模时的通过特性的图。图19是表示本实施方式5涉及的天线装置的共模时的通过特性的图。
图20是表示本实施方式5涉及的天线装置的端口编号1中的阻抗特性的图。图21是表示本实施方式5涉及的天线装置的端口编号2中的阻抗特性的图。图22是表示本实施方式5涉及的天线装置的端口编号3中的阻抗特性的图。图23是表示本实施方式5涉及的天线装置的端口编号4中的阻抗特性的图。图M是表示本实施方式5涉及的天线装置的端口编号5中的阻抗特性的图。图25是表示本实施方式5涉及的天线装置的端口编号6中的阻抗特性的图。图沈是表示本实施方式6涉及的车载用天线的实施例的图。图27是本实施方式6涉及的车载用天线的差模时的放射图案。图观是本实施方式6涉及的车载用天线的共模时的放射图案。图四是表示采用2组本实施方式6涉及的的车载用天线的实施例的图。图30是表示现有的分集方式天线的车载实施例的图。图31是现有的分集方式天线装置的电路框图。图32是表示现有的分集方式天线装置中的电源电压与控制信号叠加后的信号的 特性的图。图中1-天线模块；2-天线装置；3-通信装置；4-有源电路；5a_第1天线；5b_第 2天线；6a-第1可变匹配电路；6b-第2可变匹配电路；7a_第1放大器；7b_第2放大器； 8-控制信号判定电路；9-电子单元；IOa-第1高通滤波器；IOb-第2高通滤波器；Ila-第 3高通滤波器；1 Ib-第4高通滤波器；12a-第1低通滤波器；12b_第2低通滤波器；13a_第 3低通滤波器；1 -第4低通滤波器；14a-第1传输线路；14b-第2传输线路；1 -第IRF 电路；15b-第2RF电路；16-电源供给电路；17a-第1控制信号发生电路；17b_第2控制信 号发生电路；18-解调电路。
具体实施例方式(实施方式1)下面，利用图1，对本发明的实施方式1进行说明。图1是本发明的天线装置的框 图。在图1中，本实施方式1的通信装置3由天线模块1、天线装置2、电子单元9构成。 天线装置2具有有源电路4、将电子单元9与有源电路4连接的第1传输线路1 和第2 传输线路14b。天线模块1具有第1天线fe、第2天线恥，第1天线fe及第2天线恥的接收信 号向有源电路4供给。而且，借助有源电路4，第1天线fe与第1传输线路1 对应连接， 第2天线恥与第2传输线路14b对应连接。有源电路4具有被输入第1天线fe接收到的信号的第1可变匹配电路6a、与第 1可变匹配电路6a的输出侧连接的第1放大器7a、第3高通滤波器11a、和第3低通滤波 器13a。第3高通滤波器Ila与第1放大器7a的输出侧连接，并与第1传输线路14a连接。 第3低通滤波器13a与第1传输线路1 连接，被输入经由第1传输线路1 而供给的电 源电压。并且，有源电路4具有被输入第2天线恥接收到的信号的第2可变匹配电路6b、 与第2可变匹配电路6b的输出侧连接的第2放大器7b、第4高通滤波器lib、第4低通滤波器13b、和控制信号判定电路8。第4高通滤波器lib与第2放大器7b的输出侧连接，并 与第2传输线路14b连接。第4低通滤波器1 与第2传输线路14b连接，被输入经由第 2传输线路14b而供给的第1控制信号。控制信号判定电路8与第4低通滤波器13b的输 出侧连接。经由第3低通滤波器13a而输出的电源电压被向有源电路4的各有源元件(例如 第1放大器7a、第2放大器7b、控制信号判定电路8等)供给。电子单元9具有经由第1传输线路1 被输入由第1天线fe接收到的信号的第 1高通滤波器IOa ’与第1高通滤波器IOa的输出侧连接的第IRF电路15a ；和与第1传输 线路Ha连接，被输入在电源供给电路16中生成的电源电压的第1低通滤波器12a。电子单元9具有经由第2传输线路14b被输入由第2天线恥接收到的信号的第 2高通滤波器IOb ；与第2高通滤波器IOb的输出侧连接的第2RF电路1 ；和与第2传输 线路14b连接，被输入在第1控制信号发生电路17a中生成的第1控制信号的第2低通滤 波器12b。并且，在第IRF电路15a和第2RF电路15b的输出连接有解调电路18。在图1中，通信装置3具有天线模块1、有源电路4、第1传输线路14a、第2传输 线路14b和电子单元9。通信装置3具有将由第1天线fe接收并从第IRF电路1 输出的 第1信号、和由第2天线恥接收并从第2RF电路1 输出的第2信号，在解调电路18中以 最佳的方法进行处理的分集接收方式的构成。作为具体的处理方法，例如可考虑最大比合 成方式或选择方式等。电源向有源电路4的供给从电源供给电路16经由第1传输线路1 来进行。图2是表示实施方式1涉及的天线装置的电源电压的特性的图。催促进行电源供 给的信号在从解调电路18向电源供给电路16发送之后，在电源供给电路16中，生成图2 所示那样的近似直流电压，并向第1低通滤波器12a输出。由于向第1低通滤波器12a输 出的电源电压是近似直流电压，所以会通过第1低通滤波器12a。第1低通滤波器1 的截止频率被设定成在由天线模块1接收的信号的频率下， 可获得足够的衰减量，并且被设定成电源电压的通过损耗极小。由此，能够防止由第1天线 fe接收到的信号通过第1低通滤波器12a向电源供给电路16供给的情况。而且，能够使由 第1天线fe接收到的信号的大部分向第IRF电路1 供给，可以提高通信装置3的接收特 性。并且，通过第1低通滤波器1 后的电源电压几乎不经由第1高通滤波器IOa而 向第IRF电路1 供给。其原因在于，第1高通滤波器IOa的截止频率被设定成在由第1 天线fe接收到的信号的频率下，通过损耗极小，并且被设定成作为近似直流值的电源电压 不通过。由此，可防止向第IRF电路15a供给不要的电源，能够降低消耗电流。接着，通过第1低通滤波器12a后的电源电压经由第1传输线路1 而向第3低 通滤波器13a供给。第3低通滤波器13a和第3高通滤波器Ila的截止频率的设定，通过 与第1低通滤波器1 和第1高通滤波器IOa的情况同样的方法设定。由此，会防止由第1 天线5a接收到的信号通过第3低通滤波器13a向其他电路供给而引起的传输损失。并且， 可防止电源电压的一部分经由第3高通滤波器Ila向第1放大器7a供给而引起的电源供 给损耗。向第3低通滤波器13a供给的电源电压通过第3低通滤波器13a，被向第1放大器7a、第2放大器7b、控制信号判定电路8供给。这里，从电源供给电路16供给的电源电压与图31、图32所示的现有天线装置的情 况不同，如图2所示，电源电压中未被叠加控制信号，电源电压成为近似直流电压。因此，在 本发明的天线装置中，不会像现有的天线装置那样有源电路4需要调节器。因此，可以对现 有的天线装置削减两个调节器，从而实现小型的天线装置。而且，由于不需要安装调节器， 所以能够实现生产效率的提高、低成本化。另外，在实施方式1中，从解调电路18向电源供给电路16发送了催促电源供给的 信号，但并不限定于此。例如，也可以从图1中未图示的其他处理电路发送催促电源供给的信号。而且，在实施方式1中，如图2所示，电源供给电路16在从解调电路18接收到催 促电源供给的信号之后，不断地向有源电路4供给电源电压。不过，在第1天线fe或第2 天线恥接收到使第1放大器7a或第2放大器7b失真程度的大的功率水平的信号时，可以 从解调电路18向电源供给电路16发送催促停止电源供给的信号。由此，能够防止第1放 大器7a或第2放大器7b失真、导致接收特性大幅劣化的情况，并且可实现耗电的降低。为 了实现上述情况，例如可以在电子单元9中配置能够检测第IRF电路1 或第2RF电路1 中输入的功率值的检测电路。另外，可以构成为根据在第IRF电路1 或解调电路18中被输入的信号的功率值 或者信号质量(C/N(Carrier To Noise Ratio) ,BER(Bit ErrorRate)等表示接收信号的质 量的指标值)等，电源供给电路16对向有源电路4供给的电源电压的电压值进行微调整。 由此，能够降低因有源电路4、第1传输线路1 的制造偏差而引起的天线装置的特性偏差。第1控制信号向有源电路4的供给从第1控制信号发生电路17a经由第2传输线 路14b来进行。图3是表示实施方式1涉及的天线装置的控制信号的特性的图。当催促发送第1 控制信号的信号从解调电路18向第1控制信号发生电路17a发送之后，在第1控制信号发 生电路17a中，生成图3所示那样的第1控制信号，并向第2低通滤波器12b输出。在图3中，第1控制信号发生电路17a根据OV以上的9级电位生成了时间性变化 的第1控制信号。没有像图32的现有天线装置的情况那样在电源电压中叠加了控制信号。 因此，本发明的天线装置2能够利用宽广的电位宽度生成控制信号。由此，可以提高控制信 号判定电路8接收控制信号时的接收灵敏度。而且，本发明的天线装置2能够容易地增加 控制信号的级数(在图3中为9级电位)，从而在有源电路4中能够实现更高度的控制。第1低通滤波器12a的截止频率被设定成在天线模块1所接收的信号的频率下， 可获得足够的衰减量，并且被设定成向第2低通滤波器12b输出的图3的第1控制信号大 致通过(通过损耗极小)。因此，能够防止由第2天线恥接收到的信号通过第2低通滤波 器12b向第1控制信号发生电路17a供给的情况。而且，可以使由第2天线恥接收到信号 的大部分向第2RF电路1 供给。由此，能够提高通信装置3的接收特性。并且，通过第2低通滤波器12b后的第1控制信号几乎不会经过第2高通滤波器 IOb而向第2RF电路1 供给。其原因在于，第2高通滤波器IOb的截止频率被设定成在 由第2天线恥接收到的信号的频率下，通过损耗极小，并且被设定成第1控制信号不通过。 由此，可防止向第2RF电路1 供给不要的电源，能够降低消耗电流。
接着，通过第2低通滤波器12b后的第1控制信号经由第2传输线路14b向第4 低通滤波器Hb供给。第4低通滤波器1 及第4高通滤波器lib的截止频率的设定，通 过与第2低通滤波器12b及第2高通滤波器IOb的情况同样的方法而设定。由此，能够防 止由第2天线恥接收到的信号通过第4低通滤波器13b向其他电路供给而引起的传输损 失，并且，可防止因第1控制信号的一部分经由第4高通滤波器lib向第2放大器7b供给 而引起第1控制信号的传输损耗。向第4低通滤波器1 供给的第1控制信号经过第4低通滤波器13b向控制信号 判定电路8供给，由此第1控制信号被译解。与译解结果对应的控制信号被从控制信号判 定电路8向第1可变匹配电路6a及第2可变匹配电路6b发送，第1可变匹配电路6a及第 2可变匹配电路6b成为用于接收规定的信号的最佳构成。由此，能够总是实现具有良好接 收特性的通信装置3。另外，虽然借助一根信号线的第2传输线路14b来进行向第1可变匹配电路6a和 第2可变匹配电路6b发送的控制信号，但如图3所示，由于能够以宽广的电位范围生成第 2控制信号，所以可以在单位时间发送大量的信息。而且，可以取代图3所示的第1控制信号，而利用与天线模块1接收的信号的频率 不同的正弦波。即便使用正弦波的振幅值、相位，也能够发送第1控制信号。由此，可以缩 窄第1控制信号所占有的带宽，能够避免因第1控制信号引起通信装置3的接收性能劣化。并且，也可以取代图3所示的第1控制信号，而采用图4所示那样的第1控制信号。 图4是表示实施方式1涉及的天线装置的另一控制信号的特性的图。图4所示的第1控制 信号与图3所示的第1控制信号的矩形波状的波形相比，成为比较平滑的波形。由此，与图 3所示的第1控制信号相比，图4的第1控制信号能够缩窄所占有的带宽，可以避免通信装 置3的接收特性劣化。进而，第1传输线路14a和第2传输线路14b可以由同轴线路构成。该情况下，电 源电压及第1控制信号在同轴线路的信号线与屏蔽(shield)线之间被供给。另外，在实施方式1中，有源电路4可以成为不具有控制信号判定电路8的构成。 该情况下，成为将第1控制信号直接向第1可变匹配电路6a及第2可变匹配电路6b输入 的构成，通过第1控制信号自身来控制第1可变匹配电路6a及第2可变匹配电路6b。由 此，可以删除控制信号判定电路8，能够实现更小型的天线装置。并且，第1高通滤波器10a、第2高通滤波器10b、第3高通滤波器11a、第4高通滤 波器lib可以是只串联插入了 1个元件电容器的电路构成。通过这样的简单构成，也能够 在阻止电源电压及控制信号的通过的同时，实现必要部件数的减少。而且，与第1高通滤波器IOa相比，第2高通滤波器IOb可以是滤波级数更多的构 成。由于和电源电压相比，第1控制信号的频率一般较高，所以还可以设想接近于天线模块 1接收的信号的频率。因此，增加第2高通滤波器IOb的滤波级数，使第1控制信号所占有 的频带中的衰减量增加，来防止通信装置3的接收特性劣化。由于和天线模块1接收的信 号相比，可预想第1控制信号的功率值较大，所以通过这样的构成来阻止第1控制信号向第 2RF电路1 泄漏，对于不使通信装置3的接收性能劣化是非常重要的。基于同样的理由， 与第3高通滤波器Ila相比，第4高通滤波器lib可以是滤波级数较多的构成。另外，第1低通滤波器12a、第2低通滤波器12b、第3低通滤波器13a、第4低通滤波器13b可以是只串联插入了 1个元件电感器的电路构成。通过这样的构成，也能够在阻 止天线模块1接收的接收信号通过的同时，实现必要部件数的减少。 而且，图1所示的天线装置2为接收专用，但也可以是能够进行收发的装置。该情 况下，可以与接收用的第1放大器7a、第2放大器7b并联分别准备发送用的放大器，通过滤 波器或开关来切换使用发送用和接收用的放大器。由此，能够收发无线信号、且可以实现小 型的通信装置。并且，在图1中，利用第1控制信号控制了在第1天线5a、第2天线5b的正下连接 的第1可变匹配电路6a、第2可变匹配电路6b，但不需要仅限定于该构成。例如，也可以控 制第1放大器7a、第2放大器7b自身的特性(例如，PldB、NF特性等)。该情况下，可考虑 在能够改变第1放大器7a、第2放大器7b的特性的晶体管外围电路中预先配置可变元件 (例如变容二极管电容器(varicap capacitor)等)，基于第1控制信号使该可变元件的元 件值变化的方式。图5是实施方式1涉及的天线装置的另一有源电路的框图。在图5中，与图1的有源电路4的不同之处在于，去除了第1可变匹配电路6a和 第2可变匹配电路6b。取而代之，设置了与第1放大器7a的输入侧和输出侧连接的第1旁 路开关19a、与第2放大器7b的输入侧和输出侧连接的第2旁路开关19b。并且，去除了图 1的控制信号判定电路8，使通过第4低通滤波器13b的第1控制信号直接被输入到第1旁 路开关19a、第2旁路开关19b。在图5的构成中，第1旁路开关19a、第2旁路开关19b防止对第1放大器7a、第 2放大器7b输入大的接收信号，第1放大器7a、第2放大器7b失真。并且，起到防止对电 子单元9的第IRF电路15a、第2RF电路15b输入大的接收信号，第IRF电路15a、第2RF电 路15b的输出失真的作用。具体而言，在有源电路4或电子单元9中预先准备了对接收到的信号的功率值进 行检测的检测电路(未图示)，当接收到的功率值为一定值以下时(通常动作时)，第1旁 路开关19a、第2旁路开关19b断开，接收信号从第1放大器7a、第2放大器7b通过而被放 大。当检测电路导出的信号的功率值为某个一定值以上时，通过第1控制信号，使第1 旁路开关19a和第2旁路开关19b中至少一方的开关接通。由此，由于接收信号绕过第1 放大器7a或者第2放大器7b不会而被放大，所以可避免接收信号失真、引起接收特性劣化 的情况。另外，也可以取代使第1旁路开关19a、第2旁路开关19b接通，而停止电源供给电 路16向第1放大器7a、第2放大器7b供给电源。由此，能够实现耗电少、接收性能出色的 通信装置3。其中，在本发明的实施例中，“有源电路”是指至少含有一个有源元件的电路，例 如，是指混合搭载有由无源元件构成的滤波器、和含有有源元件的放大器等的电路。而且， 在有源电路4中，由第1控制信号控制的对象元件可以有多个。例如，图1的第1、第2可变 匹配电路6a、6b和图5的第1、第2旁路开关19a、19b可以同时存在，并且，可以同时控制第 1、第2放大器7a、7b的特性。组合了上述多个元件的控制能够通过本发明的效果、即可以 广阔地利用借助第2传输线路14b向有源电路4供给的第1控制信号的电压宽度来实现。
而且，在图1中，将第IRF电路15a、第2RF电路15b设置在电子单元9侧，但也可 以是这些电路包含在有源电路4中的构成。由此，能够降低在第1、第2传输线路14a、14b 中传输的接收信号的频率，可以降低传输线路中的传输损耗。该情况下，用于控制第IRF电 路15a、第2RF电路15b的控制信号也包含在第1控制信号中。另外，优选天线模块1是1个小型模块。其原因在于，借助一条线路的第1传输线 路14a，进行了电源电压向第1天线5a正下方的有源元件(例如第1放大器7a等)与第2 天线5b正下方的有源元件(例如第2放大器7b等)的供给。考虑到该情况，优选第1天 线5a和第2天线5b尽管被接近配置，还是相关系数低、天线间的绝缘变高的天线的组合或 构造。作为实现该请况的天线构造的一例，将第1天线和第2天线中的一方设为平衡型天 线，将另一方设为失衡型天线。针对该天线构造的详细说明将在后面叙述。另外，即便使用偏波方向正交的天线，也能够实现小型、低的相关系数。(实施方式2)下面，利用图6、7对本发明的实施方式2进行说明。图6是本发明的实施方式2 涉及的天线装置的框图。针对与图1中表示的实施方式1同样的部分赋予相同符号，以不 同的结构为中心进行以下说明。在图6中，与图1的实施方式1不同之处在于，天线模块1除了第1天线5a、第2 天线5b之外，还具有第3天线5c。而且，有源电路4具有与第3天线5c连接的第3可变匹 配电路6c、与第3可变匹配电路6c的输出侧连接的第3放大器7c、第6高通滤波器11c、和 第6低通滤波器13c。第6高通滤波器Ilc的一方与第3放大器7c连接，另一方与第3传 输线路14c连接。第6低通滤波器13c的一方与第3传输线路14c连接，另一方与控制信 号判定电路8连接。并且，电子单元9具有与第3传输线路14c连接的第5高通滤波器10c、第3RF电 路15c、第5低通滤波器12c、和第2控制信号发生电路17b。第3RF电路15c的一方与第5 高通滤波器IOc连接，另一方与解调电路18连接。第5低通滤波器12c的一方与第3传输 线路14c连接，另一方与第2控制信号发生电路17b连接。图6所示的实施方式2的天线装置构成了具有3个分枝(branch)的分集接收方 式天线装置。与实施方式1的天线装置相比，图6所示的天线装置2在动作上的大的差异 是有源电路4的控制方法。实施方式2的天线装置2可以利用从第1控制信号发生电路17a经由第2传输线 路14b而被供给的第1控制信号、和从第2控制信号发生电路17b经由第3传输线路14c 而被供给的第2控制信号这2个控制信号。因此，例如利用基于这2个控制信号的差、和、 积等而导出的值作为控制信号，能够高度控制有源电路4。具体而言，可以将第2传输线路14b和第3传输线路14c这2条线路如馈电线那 样利用，以平衡模式(差模)将第1控制信号和第2控制信号向这些线路供给。由此，能够 使2个控制信号的电位扩展到负侧。另外，如果将第2传输线路14b和第3传输线路14c 接近配置，则可以防止控制信号从这些线路作为电磁波被放射的情况。 利用图7，对上述的具体动作的样子进行说明。图7是实施方式2涉及的天线装置的控制信号判定电路的框图。在图7中，控制 信号判定电路8至少具有被输入第1控制信号和第2控制信号的平衡-不平衡变压器20、以及被输入平衡-不平衡变压器20的输出信号的控制电路21。用于由图6的电子单元9控制有源电路4的控制信号，通过基于第1控制信号与第2控制信号的差而导出的信号来供给。在基于第1控制信号与第2控制信号的差来发送 控制信号的情况下，如果使第1控制信号与第2控制信号的相位相反，则能够效率最佳地将 控制信号向控制信号判定电路8传输。将该传输状态称为平衡模式(差模)。以平衡模式在第1传输线路14a与第2传输线路14b之间传输而来的控制信号， 被平衡_不平衡变压器20转换成具有正负电位的失衡信号，并向控制电路21供给。由此， 能够使用除了正方向之外还具有负方向的电位的控制信号，使得有源电路4的多样控制成 为可能。而且，由于第1传输线路14a和第2传输线路14b被传输相反相位的控制信号，所 以在将第1传输线路14a和第2传输线路14b接近配置的情况下，能够抑制来自这些传输 线路的控制信号的放射。也可以将以平衡模式传输的控制信号作为正弦波，使频率方向、相位方向、振幅方 向具有信号。由此，能够使控制信号所占有的频带变窄，不仅可以实现接收特性高的通信装 置3，而且能够多样地控制有源电路4。(实施方式3)下面，利用图8对本发明的实施方式3进行说明。图8是实施方式3涉及的第1 天线单元的框图。图8所示的实施方式3是由第1天线单元22实现了实施方式1或实施 方式2的构成第1天线5a和第2天线5b的天线模块1时的实施例。在图8中，本实施方式3的第1天线单元22具有至少具备第1端子23、第2端 子24、第3端子25及第4端子26这4个端子的天线元件27 (在图8中，天线元件27的形 状不特定，以黑箱(black box)的状态记载)。天线元件27的第1端子23与第1线路28 的一方连接，天线元件27的第2端子24与第2线路29的一方连接，天线元件27的第3端 子25与第3线路30的一方连接，天线元件27的第4端子26与第4线路31的一方连接。 第1线路28的另一方和第2线路29的另一方在第1交点32处连接，第3线路30的另一 方和第4线路31的另一方在第2交点33处连接。并且，本实施方式3的第1天线单元22具有连接在第1线路28的中途的第1匹 配电路34和第1相位器38、连接在第2线路29的中途的第2匹配电路35和第2相位器 39。第1天线单元22同样具有连接在第3线路30的中途的第3匹配电路36和第3相位 器40、连接在第4线路31的中途的第4匹配电路37和第4相位器41。而且，在第1交点 32、第2交点33，连接了图1的有源电路4。作为具体的一例，在第1交点32连接有图1的 第1可变匹配电路6a，在第2交点33连接有图1的第2可变匹配电路6b。这里，在从第1交点32输入了信号的情况下，第3线路30的第2交点33侧出现 的信号的相位、与第4线路31的第2交点33侧出现的信号的相位的相位差大致为180度 士360度Xn(n为0以上的整数)。另外，在从第2交点33输入了信号的情况下，第1线路 28在第1交点32侧出现的信号的相位、与第2线路29在第1交点32侧出现的信号的相位 的相位差也大致为180度士360度Xn(η为0以上的整数)。按照满足上述条件的方式，设计了第1线路28、第2线路29、第3线路30及第4 线路31的线路长度，和第1匹配电路34、第2匹配电路35、第3匹配电路36及第4匹配电 路37，以及第1相位器38、第2相位器39、第3相位器40及第4相位器41。
例如，从第1可变匹配电路6a输入到第1交点32的信号，几乎不从第2交点33 向第2可变匹配电路6b侧传播。相反，对于从第2可变匹配电路6b输入到第2交点33的 信号，由于第1线路28在第1交点32侧出现的信号的相位、与第2线路29在第1交点32 侧出现的信号的相位的相位差大致为180度士360度Xn(n为0以上的整数)，所以几乎也 不会从第1交点32向第1可变匹配电路6b侧传播。因此，在第1可变匹配电路6a与第2 可变匹配电路6b之间不会传播信号，能够在第1可变匹配电路6a与第2可变匹配电路6b 之间确保绝缘。由此，图1的第IRF电 路15a和第2RF电路15b能够借助1个天线元件27 相互独立地进行信号的交换。即，图1的第IRF电路15a和第2RF电路15b能够不受时间、 频率的限制，相互独立地进行信号的交换。由此，能够实现2个天线间的相关系数低、小型 的天线模块。上述的“在从第1交点32输入了信号的情况，第3线路30的第2交点33侧出现 的信号的相位、和第4线路31的第2交点33侧出现的信号的相位的相位差大致为180度 士360度Xn (η为0以上的整数)”这一记载、以及“在从第2交点33输入了信号的情况下， 第1线路28的第1交点32侧出现的信号的相位、和第2线路29的第1交点32侧出现的信 号的相位的相位差也大致为180度士360度Χη(η为0以上的整数)”的记载中的“大致” 的范围，是指上述进行比较的2个信号的相位差为135度士360度Xn以上、225度士360 度Xn以下(η为0以上的整数)的范围。同样，包括技术方案的范围在内，在本申请的记 载中，规定的相位(或相位差)所对应的“大致”的记载意味着相对于规定的相位(或相位 差)具有-45度到+45度的宽度。其原因在于，如果本申请中的规定的相位(或相位差) 为-45度到+45度的范围内，则可以确保第1交点32与第2交点33之间的绝缘为IOdB以 上的值。另外，也可以按照在从第1交点32输入了信号的情况下，第3线路30的第2交点 33侧出现的信号的振幅的绝对值、与第4线路31的第2交点33侧出现的信号的振幅的绝 对值大致相同的方式，来设计第1线路28、第2线路29、第3线路30及第4线路31的线路 长度，和第1匹配电路34、第2匹配电路35、第3匹配电路36及第4匹配电路37，以及第1 相位器38、第2相位器39、第3相位器40及第4相位器41。而且，同样，也可以按照在从 第2交点33输入了信号的情况下，第1线路28的第1交点32侧出现的信号的振幅的绝对 值、与第2线路29的第1交点32侧出现的信号的振幅的绝对值大致相同的方式，来设计第 1线路28、第2线路29、第3线路30及第4线路41的线路长度，和第1匹配电路34、第2 匹配电路35、第3匹配电路36及第4匹配电路37，以及第1相位器38、第2相位器39、第 3相位器40及第4相位器41。由此，能够获得可以使第1可变匹配电路6a与第2可变匹 配电路6b之间的绝缘更高这一有利的效果。另外，上述的“第3线路30的第2交点33侧出现的信号的振幅的绝对值、与第4 线路31的第2交点33侧出现的信号的振幅的绝对值大致相同”这一记载、以及“第1线路 28的第1交点32侧出现的信号的振幅的绝对值、与第2线路29的第1交点32侧出现的信 号的振幅的绝对值大致相同，，这一记载中的“大致”的范围，是指上述进行比较的2个信号 的振幅比为IOdB以下的范围。其原因在于，如果按照上述进行比较的2个信号的振幅比为 IOdB以下的方式设计第1天线单元22，则可以确保第1交点32与第2交点33之间的绝缘 为IOdB以上的值。同样，以下在本申请中，当存在被比较的2个信号的振幅的绝对值“大致相同”的记载时，“大致相同”的范围是指进行比较的2个信号的振幅比为IOdB以下的范围。这里，“振幅”意味着不具有正负符号的绝对值。而且，也可以按照在对第1端子23和第2端子24输入了相同相位且振幅的绝对 值相等的信号时，第1线路28的第1交点32侧出现的信号的相位、与第2线路29的第1 交点32侧出现的信号的相位之差大致为180度士360度Xn(n为0以上的整数)的方式， 来设计第1线路28、第2线路29的线路长度、第1匹配电路34、第2匹配电路35、和第1相 位器38、第2相位器39。这里，例如当第1端子23与第2端子24之间被输入了共模的信号时，在第1端子 23与第2端子24之间，共模的信号的电流的相位差为零。因此，在对第1端子23和第2端 子24输入了相同相位且振幅的绝对值相等的信号时，第1线路28的第1交点32侧出现的 信号的相位、与第2线路29的第1交点32侧出现的信号的相位之差大致为180度士360 度Xn(η为0以上的整数)，在第1交点32处，共模的信号的电流被抵消，几乎不从第1交 点32向第1可变匹配电路6a侧传播共模的信号。相反，例如当第1端子23与第2端子24之间被输入了差模的信号时，在第1端子 23与第2端子24之间，差模的信号的电流的相位差为士 180度。因此，在对第1端子23和 第2端子24输入了相位差为180度、且振幅的绝对值相等的信号时，第1线路28的第1交 点32侧出现的信号的相位、与第2线路29的第1交点32侧出现的信号的相位之差大致为 0度士360度Xn(n为0以上的整数)，在第1交点32处，差模的信号的电流被相加，差模 的信号大致从第1交点32向第1可变匹配电路6a侧传播。这样，按照在对第1端子23和第2端子24输入了相同相位、振幅的绝对值相等的 信号时，第1线路28的第1交点32侧出现的信号的相位、与第2线路29的第1交点32侧 出现的信号的相位之差大致为180度士360度Xn(n为0以上的整数)的方式进行设计。 由此，能够只选择在第1端子23与第2端子24之间产生的差模的信号，使其向第1可变匹 配电路6a传播。并且，当对第1端子23和第2端子24输入了相同相位、振幅的绝对值相等的信号 时，在考虑了第1线路28的第1交点32侧出现的信号的相位、与第2线路29的第1交点 32侧出现的信号的相位之差大致为180度士360度Xn(n为0以上的整数)的条件的情况 下，从第1端子23到第2交点33为止的相位变化量、与从第2端子24到第2交点33为止 的相位变化量之差为零。即，第1端子23与第2端子24之间产生的共模的信号的电流在 第2交点33以同相被相加，几乎都从第2交点33向第2可变匹配电路6b侧传播。相反， 第1端子23与第2端子24之间产生的差模的信号的电流在第2交点33以逆相被相加而 抵消，几乎不从第2交点33向第2可变匹配电路6b侧传播。因此，第1端子23与第2端子24之间产生的差模的信号几乎仅向第1可变匹配 电路6a侧传播，第1端子23与第2端子24之间产生的共模的信号几乎仅向第2可变匹配 电路6b侧传播。即，本实施方式的第1天线单元22能够经由天线元件27分别取出在第1 端子23与第2端子24之间产生的所述2个模式的信号。另外，该情况下，也可以按照在对第1端子23和第2端子24输入了相同相位、振 幅的绝对值相等的信号时，第1线路28的第1交点32侧出现的信号的振幅的绝对值、与第2线路29的第1交点32侧出现的信号的振幅的绝对值大致相同的方式，来设计第1线路 28、第2线路29的线路长度，第1匹配电路34、第2匹配电路35，和第1相位器38、第2相 位器39。由此，能够更高精度地抵消在第1交点32出现的共模的信号的电流，可以提高从 第1交点32向第1可变匹配电路6a侧传播的差模相对共模的信号成分的比率。另外，同样也可以按照在对第1端子23和第2端子24输入了相位差为180度、且 振幅的绝对值相等的信号时，第3线路30的第2交点33侧出现的信号的振幅的绝对值、与 第4线路31的第2交点33侧出现的信号的振幅的绝对值大致相同的方式，来设计第3线 路30、第4线路31的线路长度，第3匹配电路36、第4匹配电路37、和第3相位器40、第4 相位器41。由此，能够更高精度地抵消在第2交点33出现的差模的信号的电流，可提高从 第2交点33向第2可变匹配电路6b侧传播的共模相对差模的信号成分的比率。此外，也可以按照从第1端子23到第1交点32为止的相位变化量大致为90度 士360度Xn(n为0以上的整数)，并且从第2端子24到第1交点32的相位变化量大致 为-90度士360度Xn(n为0以上的整数)的方式，来设计第1线路28、第2线路29的线 路长度，和第1匹配电路34、第2匹配电路35，以及第1相位器38、第2相位器39。例如，当第1端子23与第2端子24之间产生了共模的信号时，由于从第1端子23 到第1交点32的相位变化量大致为90度士360度Xn (η为0以上的整数)，并且从第2端 子24到第1交点32的相位变化量大致为-90度士360度Xn (η为0以上的整数)，所以在 第1交点32共模的信号被抵消。即，对于共模的信号而言，第1交点32成为假想被接地的 场所。从假想被接地的第1交点32到第1端子23及第2端子24为止的相位变化量分别 为90度、-90度，从第1端子23及第2端子24分别观察第1交点32侧时的输入阻抗变为 无限大。因此，第1端子23与第2端子24之间产生的共模的信号几乎不向第1交点32侧 传播，几乎都向第2交点33侧传播。由此，可以进一步提高向第2可变匹配电路6b传播的 共模的信号相对差模的信号的比率，并且能够进一步提高向第1可变匹配电路6a传播的差 模的信号相对共模的信号的比率。并且，在该条件下，也可以按照当对第1端子23和第2端子24输入了相同相位、 且振幅的绝对值相等的信号时，第1线路28的第1交点32侧出现的信号的振幅的绝对值、 与第2线路29的第1交点32侧出现的信号的振幅的绝对值大致相同的方式，来设计第1 线路28、第2线路29的线路长度，第1匹配电路34、第2匹配电路35，和第1相位器38、第 2相位器39。由此，能够更高精度地抵消在第1交点32出现的共模的信号的电流，可以提高从 第1交点32向第1可变匹配电路6a侧传播的信号的差模相对共模的信号成分的比率。能 够实现可以将天线元件27中产生的相关系数低的共模的信号与差模的信号高精度分离的 分集天线。另外，也可以按照从第1端子23到第2交点33的相位变化量大致为+90度士 180 度Xn (η为0以上的整数)，并且从第2端子24到第2交点33的相位变化量大致为+90度 士 180度Xn (η为0以上的整数)的方式，来设计第3线路30、第4线路31的线路长度，第 3匹配电路36、第4匹配电路37和第3相位器40、第4相位器41。由此，当在第1端子23与第2端子24之间产生了差模的信号时，由于从第1端子23到第2交点33的相位变化量、与从第2端子24到第2交点33的相位变化量是相同量， 所以在第2交点33差模的信号被抵消。S卩，对于差模的信号而言，第2交点33是假想被接地的场所。从假想被接地的第 2交点33到第1端子23及第2端子24的相位变化量都为90度，从第1端子23及第2端 子24分别观察第2交点33侧时的输入阻抗变为无限大。因此，第1端子23与第2端子24之间产生的差模的信号几乎不向第2交点33侧 传播，几乎都向第1交点33侧传播。由此，能够进一步提高向第1可变匹配电路6a传播的 差模的信号相对共模的信号额比率，进而可提高向第2可变匹配电路6b传播的共模的信号 相对差模的信号的比率。并且，在该条件下，也可以按照当向第1端子23和第2端子24以相位差180度输 入了振幅的绝对值相等的信号时，第3线路30的第2交点33侧出现的信号的振幅的绝对 值、与第4线路31的第2交点33侧出现的信号的振幅的绝对值大致相同的方式，来设计第 3线路30、第4线路31的线路长度、第3匹配电路36、第4匹配电路37、和第3相位器40、 第4相位器41。可以更高精度地抵消在第1交点32出现的共模的信号的电流，能够提高从第1交 点32向第1可变匹配电路6a侧传播的信号的差模相对共模的信号成分的比率。由此，能够实现可以将天线元件27中产生的相关系数低的共模的信号与差模的 信号高精度分离的分集天线。另外，也可以按照从第3端子25到第2交点33的相位变化量大致为+90度士 180 度Xn (η为0以上的整数)，并且从第4端子26到第2交点33的相位变化量大致为+90度 士 180度Xn (η为0以上的整数)的方式，来设计第3线路30、第4线路31的线路长度、第 3匹配电路36、第4匹配电路37、和第3相位器40、第4相位器41。由此，例如在第3端子25与第4端子26之间产生了差模的信号时，由于从第3端 子25到第2交点33的相位变化量、与从第4端子26到第2交点33的相位变化量是相同 量，所以在第2交点33差模的信号被抵消。即，对于差模的信号而言，第2交点33成为假 想被接地的场所。从假想被接地的第2交点33到第3端子25及第4端子26的相位变化 量都为90度，从第3端子25及第4端子26分别观察第2交点33侧时的输入阻抗变为无 限大。因此，第3端子25与第4端子26之间产生的差模的信号几乎不向第2交点33侧 传播，几乎都向第1交点32侧传播。由此，能够进一步提高向第1可变匹配电路6a传播的 差模的信号相对共模的信号的比率，并且可以进一步提高向第2可变匹配电路6b传播的共 模的信号相对差模的信号的比率。并且，在该条件下，也可以按照当向第3端子25和第4端子26输入了相位差为 180度、且振幅的绝对值相等的信号时，第3线路30的第2交点33侧出现的信号的振幅的 绝对值、与第4线路31的第2交点33侧出现的信号的振幅的绝对值大致相同的方式，来设 计第3线路30、第4线路31的线路长度，第3匹配电路36、第4匹配电路37和第3相位器 40、第4相位器41。能够更高精度地抵消在第2交点33出现的差模的信号的电流，可以提 高从第2交点33向第2可变匹配电路6b侧传播的信号的共模相对差模的信号成分的比率。 由此，能够将天线元件27中产生的相关系数低的共模的信号和差模的信号高精度分离，可实现能够获得相关系数低的2个信号的分集天线。另外，在图8中，可以采用将第1匹配电路34、第2匹配电路35、第3匹配电路36、 第4匹配电路37、第1相位器38、第2相位器39、第3相位器40、第4相位器41中的至少1 个去除的构成。由此，不仅可以降低第1线路28、第2线路29、第3线路30及第4线路31 中的传输损耗，而且能够减少部件个数，从而可实现小型化、轻量化。其中，第1匹配电路34、第2匹配电路35、第3匹配电路36、第4匹配电路37、第 1相位器38、第2相位器39、第3相位器40、第4相位器41基本上利用电抗元件的电路进 行设计。不过，也可以利用含有电阻元件、放大电路等的电路进行设计。由此，不仅能够实 现第1可变匹配电路6a与第2可变匹配电路6b之间高绝缘特性，而且还可以提高通信装 置的收发特性。(实施方式4)下面，利用图9对本发明的实施方式4进行说明。图9是实施方式4涉及的第3 天线单元的框图。图9所示的实施方式4是利用图9的第3天线单元42实现了实施方式1 或实施方式2的构成第1天线5a和第2天线5b的天线模块1时的实施例。其中，对于和 实施方式3同样的构成仅记载相同符号，以不同的构成为中心进行以下说明。在图9中，本实施方式4的第3天线单元42具备至少具有3个端子的天线元件 27(在图9中，天线元件27的形状不特定，以黑箱的状态进行了记载)。天线元件27的第 1端子23与第1线路28的一方连接，天线元件27的第2端子24与第2线路29的一方连 接，天线元件27的第3端子25与第3线路30的一方连接。第1线路28的另一方和第2 线路29的另一方与第1交点32连接，第3线路30的另一方与第2交点33连接。而且，可以按照在从第2交点33输入了信号的情况下，第1线路28的第1交点32 侧出现的信号的相位、与第2线路29的第1交点32侧出现的信号的相位的相位差大致为 180度士360度Xn(n为0以上的整数)的方式，来设计第1线路28、第2线路29及第3 线路30的线路长度、第1匹配电路34、第2匹配电路35和第1相位器38、第2相位器39。 由此，例如由于从第1可变匹配电路6a发送的信号在第3线路30的另一方侧及第3端子 25被抵消，所以几乎不向第2可变匹配电路6b侧传播。相反，对于从第2可变匹配电路6b发送的信号，由于第1线路28的第1交点32 侧出现的信号的相位、与第2线路29的第1交点32侧出现的信号的相位的相位差大致为 180度士360度Xn(n为0以上的整数)，所以也几乎不从第1交点32向第1可变匹配电 路6a侧传播。因此，在第1可变匹配电路6a与第2可变匹配电路6b之间不传播信号，能 够在第1可变匹配电路6a与第2可变匹配电路6b之间确保绝缘。由此，图1的第IRF电 路15a与第2RF电路15b能够经由天线元件27相互独立地进行信号的交换。即，第IRF电 路15a和第2RF电路15b能够不受时间、频率的制限地相互独立进行信号的交换。而且，本实施方式4的第3天线单元42由于能够减少将第3端子25和第2可变 匹配电路6b连接的线路的数量、匹配电路的数量、相位器的数量，所以可实现小型化、轻量 化。另外，可以按照当从第3线路30的另一方输入了信号时，第1线路28的第1交点 32侧出现的信号的振幅的绝对值、与第2线路29的第1交点32侧出现的信号的振幅的绝 对值大致相同的方式，来设计第1线路28及第2线路29的线路长度、第1匹配电路34及第2匹配电路35、和第1相位器38及第2相位器39。由此，能够获得可以使第1可变匹配 电路6a与第2可变匹配电路6b之间的绝缘更高这一有利的效果。此外，可以按照当向第1端子23和第2端子24输入了同相位、且振幅的绝对值相 等的信号时，第1线路28的第1交点32侧出现的信号的相位、与第2线路29的第1交点 32侧出现的信号的相位之差大致为180度士360度Xn(n为0以上的整数)的方式，来设 计第1线路28、第2线路29的线路长度、第1匹配电路34、第2匹配电路35、和第1相位器 38、第2相位器39。这里，例如当第1端子23与第2端子24之间被输入了共模的信号时，在第1端子 23与第2端子24之间，共模的信号的电流的相位差为零。因此，当对第1端子23和第2端 子24输入了同相位、且振幅的绝对值相等的信号时，第1线路28的第1交点32侧出现的 信号的相位、与第2线路29的第1交点32侧出现的信号的相位之差大致为180度士360 度Xn (η为0以上的整数)。在第1交点32处，共模的信号的电流被抵消，几乎不从第1交 点32向第1可变匹配电路6a侧传播共模的信号。相反，例如当第1端子23与第2端子24 之间被输入了差模的信号时，在第1端子23与第2端子24之间，差模的信号的电流的相位 差变为士 180度。因此，当对第1端子23和第2端子24输入了相位差为士 180度、振幅的 绝对值相等的信号时，第1线路28的第1交点32侧出现的信号的相位、与第2线路29的 第1交点32侧出现的信号的相位之差大致为0度士360度Xn(n为0以上的整数)。在第 1交点32处，差模的信号的电流被相加，差模的信号几乎都从第1交点32向第1可变匹配 电路6a侧传播。这样，当对第1端子23和第2端子24输入了相同相位、振幅的绝对值相等的信号 时，设计成第1线路28的第1交点32侧出现的信号的相位、与第2线路29的第1交点32 侧出现的信号的相位之差大致为180度士360度Xn(n为0以上的整数)。由此，可以仅选 择第1端子23与第2端子24之间产生的差模的信号，将其向第1可变匹配电路6a传播。并且，当向第1端子23和第2端子24输入了相同相位、且振幅的绝对值相等的信 号时，考虑第1线路28的第1交点32侧出现的信号的相位、与第2线路29的第1交点32 侧出现的信号的相位之差大致为180度士360度Xn(n为0以上的整数)的条件。从第1 端子23到第2交点33的相位变化量、与从第2端子24到第2交点33的相位变化量之差 变为零。即，第1端子23与第2端子24之间产生的共模的信号的电流在第3端子25以同 相相加，几乎都向第2可变匹配电路6b侧传播。相反，第1端子23与第2端子24之间产 生的差模的信号的电流在第3端子25以逆相相加而被抵消，几乎不向第2可变匹配电路6b 侧传播。因此，第1端子23与第2端子24之间产生的差模的信号几乎都只向第1可变匹 配电路6a侧传播，第1端子23与第2端子24之间产生的共模的信号几乎都只向第2可变 匹配电路6b侧传播。即，本实施方式的第3天线单元42能够分别取出第1端子23与第2 端子24之间产生的所述2个模式的信号。另外，该情况下，也可以按照当向第1端子23和第2端子24输入了相同相位、且 振幅的绝对值相等的信号时，第1线路28的第1交点32侧出现的信号的振幅的绝对值、与 第2线路29的第1交点32侧出现的信号的振幅的绝对值大致相同的方式，来设计第1线路 28、第2线路29的线路长度，第1匹配电路34、第2匹配电路35和第1相位器38、第2相位器39。能够更加精度良好地抵消在第1交点32出现的共模的信号的电流，可以提高从第 1交点32向第1可变匹配电路6a侧传播的信号的差模的信号相对共模的信号的比率。由 此，能够将天线元件27中产生的相关系数低的共模的信号和差模的信号精度良好地分离， 可实现能够获得相关系数低的2个信号的小型分集天线。另外，也可以按照从第1端子23到第1交点32的相位变化量大致为90度士360 度X η (η为0以上的整数)，并且从第2端子24到第1交点32的相位变化量大致为_90度 士360度Xn (η为0以上的整数)的方式，来设计第1线路28、第2线路29的线路长度，第 1匹配电路34、第2匹配电路35和第1相位器38、第2相位器39。例如，当第1端子23与第2端子24之间产生了共模的信号时，从第1端子23到 第1交点32的相位变化量大致为90度士360度Xn (η为0以上的整数)，并且，从第2端 子23到第1交点32的相位变化量大致为-90度士360度Χη(η为0以上的整数)。在第 1交点32，共模的信号被抵消。即，对于共模的信号而言，第1交点32成为假想被接地的 场所。从假想被接地的第1交点32到第1端子23及第2端子24的相位变化量分别为90 度、"90度，从第1端子23及第2端子24分别观察第1交点32侧时的输入阻抗变为无限 大。因此，第1端子23与第2端子24之间产生的共模的信号几乎不向第1交点32侧传播， 而几乎都向第2交点33侧传播。由此，可以进一步提高向第2可变匹配电路6b传播的共 模的信号相对差模的信号的比率，并且，能够提高向第1可变匹配电路6a传播的差模的信 号相对共模的信号的比率。并且，在该条件下，也可以按照当向第1端子23和第2端子24输入了相同相位、 振幅的绝对值相等的信号时，第1线路28的第1交点32侧出现的信号的振幅的绝对值、与 第2线路29的第1交点32侧出现的信号的振幅的绝对值大致相同的方式，来设计第1线路 28、第2线路29的线路长度，第1匹配电路34、第2匹配电路35和第1相位器38、第2相 位器39。能够更加精度良好地抵消在第1交点32出现的共模的信号的电流，可以提高从第 1交点32向第1可变匹配电路6a侧传播的信号的差模的信号相对共模的信号的比率。由 此，能够将天线元件27中产生的相关系数低的共模的信号和差模的信号精度良好地分离， 可以实现能够获得相关系数低的2个信号的分集天线。另外，可以采用在图9中将第1匹配电路34、第2匹配电路35、第1相位器38、第 2相位器39中的至少1个去除的构成。由此，不仅可以降低第1线路28及第2线路29中 的传输损耗，而且能够减少必要的部件个数，可实现小型化、轻量化。此外，第1匹配电路34、第2匹配电路35、第1相位器38及第2相位器39基本上 利用电抗元件的电路进行设计，但也可以利用含有电阻元件、放大电路等的电路进行设计。 由此，不仅可以实现第1可变匹配电路6a与第2可变匹配电路6b之间的高绝缘特性，而且 能够提高电子设备的收发特性。(实施方式5)下面，利用图10对本发明的实施方式5进行说明。图10是实施方式5涉及的第2 天线单元的框图。图10所示的实施方式5是利用图10的第2天线单元43实现了实施方 式1或实施方式2的构成第1天线5a和第2天线5b的天线模块1时的实施例。其中，针 对与实施方式3同样的构成仅记载相同符号，以不同的构成为中心进行以下说明。在图10中，本实施方式5的第2天线单元43具有至少具备第1端子23及第2端子24这2个端子的天线元件27 (在图10中，天线元件27的形状不特定，以黑箱的状态进 行了记载)。天线元件27的第1端子23与第1线路28的一方连接，第1端子23与第3线 路30的一方连接，第2端子24与第2线路29的一方连接，第2端子24与第4线路31的 一方连接。第1线路28的另一方和第2线路29的另一方与第1交点32连接，第3线路30 的另一方和第4线路31的另一方与第2交点33连接。而且，在从第1交点32输入了信号的情况下，按照第3线路30的第2交点33侧 出现的信号的相位、与第4线路31的第2交点33侧出现的信号的相位的相位差大致为180 度士360度Xn(n为0以上的整数)的方式，设计了第1线路28、第2线路29、第3线路30 及第4线路31的线路长度，第1匹配电路34、第2匹配电路35、第3匹配电路36及第4匹 配电路37，和第1相位器38、第2相位器39、第3相位器40及第4相位器41。由此，由于第3线路30的第2交点33侧出现的信号的相位、与第4线路31的第 2交点33侧出现的信号的相位的相位差大致为180度士360度Xn(n为0以上的整数)， 所以例如从第1可变匹配电路6a发送的信号几乎不从第2交点33向第2可变匹配电路6b 侧传播。相反，对于从第2可变匹配电路6b发送的信号，由于第1线路28的第1交点32 侧出现的信号的相位、与第2线路29的第1交点32侧出现的信号的相位的相位差也大致 为180度士360度Xn(η为0以上的整数)，所以也大致不从第1交点32向第1可变匹配 电路6a侧传播。因此，在第1可变匹配电路6a与第2可变匹配电路6b之间不会传播信号，能够在 第1可变匹配电路6a与第2可变匹配电路6b之间确保绝缘。由此，第1可变匹配电路6a 和第2可变匹配电路6b能够经由天线元件27相互独立地进行信号的交换。即，第IRF电 路15a和第2RF电路15b不需要进行时间、频率的选择，便能够相互独立地进行信号的交 换。而且，本实施方式5的第2天线单元43与天线元件27之间能够仅通过2个连接端子 进行连接，与图8的第1天线单元22、图9的第2天线单元42相比，可以实现构造的简化。另外，也可以按照在从第1交点32输入了信号的情况下，第3线路30的第2交点 33侧出现的信号的振幅的绝对值、与第4线路31的第2交点33侧出现的信号的振幅的绝 对值大致相同的方式，来设计第1线路28、第2线路29、第3线路30及第4线路31的线路 长度，第1匹配电路34、第2匹配电路35、第3匹配电路36及第4匹配电路37，和第1相 位器38、第2相位器39、第3相位器40及第4相位器41。而且，同样可以按照在从第2交 点33输入了信号的情况下，第1线路28的第1交点32侧出现的信号的振幅的绝对值、与 第2线路29的第1交点32侧出现的信号的振幅的绝对值大致相同的方式，来设计第1线 路28、第2线路29、第3线路30及第4线路31的线路长度，第1匹配电路34、第2匹配电 路35、第3匹配电路36及第4匹配电路37，和第1相位器38、第2相位器39、第3相位器 40及第4相位器41。由此，能够获得可以使第1可变匹配电路6a与第2可变匹配电路6b 之间的绝缘更高这一有利的效果。此外，也可以按照当向第1端子23和第2端子24输入了相同相位、且振幅的绝对 值相等的信号时，第1线路28的第1交点32侧出现的信号的相位、与第2线路29的第1 交点32侧出现的信号的相位之差大致为180度士360度Xn(n为0以上的整数)的方式， 来设计第1线路28、第2线路29的线路长度、第1匹配电路34、第2匹配电路35、和第1相位器38、第2相位器39。这里，例如当第1端子23与第2端子24之间被输入了共模的信号时，在第1端子 23与第2端子24之间，共模的信号的电流的相位差变为零。因此，当向第1端子23和第 2端子24输入了相同相位、且振幅的绝对值相等的信号时，第1线路28的第1交点32侧 出现的信号的相位、与第2线路29的第1交点32侧出现的信号的相位之差大致为180度 士360度Xn(n为0以上的整数)。在第1交点32，共模的信号的电流被抵消，几乎不从第 1交点32向第1可变匹配电路6a侧传播共模的信号。相反，例如当第1端子23与第2端子24之间被输入了差模的信号时，在第1端子 23与第2端子24之间，差模的信号的电流的相位差变为士 180度。因此，当向第1端子23 和第2端子24输入了相位差为士 180度、且振幅的绝对值相等的信号时，第1线路28的第 1交点32侧出现的信号的相位、与第2线路29的第1交点32侧出现的信号的相位之差大 致为0度+360度Xn(n为0以上的整数)。在第1交点32，差模的信号的电流被相加，差 模的信号几乎都从第1交点32向第1可变匹配电路6a侧传播。这样，通过按照当对第1端子23和第2端子24输入了相同相位、振幅的绝对值相 等的信号时，第1线路28的第1交点32侧出现的信号的相位、与第2线路29的第1交点 32侧出现的信号的相位之差大致为180度士360度Xn(n为0以上的整数)的方式进行设 计，由此可以只选择第1端子23与第2端子24之间产生的差模的信号，使其向第1可变匹 配电路6a传播。并且，在考虑了当对第1端子23和第2端子24输入了相同相位、振幅的绝对值相 等的信号时，第1线路28的第1交点32侧出现的信号的相位、与第2线路29的第1交点 32侧出现的信号的相位之差大致为180度士360度Xn(n为0以上的整数)的条件的情况 下，从第1端子23到第2交点32的相位变化量、与从第2端子24到第2交点33的相位变
化量之差为零。即，第1端子23与第2端子24之间产生的共模的信号的电流在第2交点33以同 相被相加，几乎都从第2交点33向第2可变匹配电路6b侧传播，相反，第1端子23与第2 端子24之间产生的差模的信号的电流在第2交点33以逆相相加而被抵消，几乎不从第2 交点33向第2可变匹配电路6b侧传播。因此，第1端子23与第2端子24之间产生的差模的信号几乎都仅向第1可变匹 配电路6a侧传播，第1端子23与第2端子24之间产生的共模的信号几乎都仅向第2可变 匹配电路6b侧传播。即，本实施方式的第2天线单元43能够分别取出第1端子23与第2 端子24之间产生的所述2个模式的信号。另外，该情况下，也可以按照当对第1端子23和第2端子24输入了相同相位、振 幅的绝对值相等的信号时，第1线路28的第1交点32侧出现的信号的振幅的绝对值、与第 2线路29的第1交点32侧出现的信号的振幅的绝对值大致相同的方式，来设计第1线路 28、第2线路29的线路长度，第1匹配电路34、第2匹配电路35和第1相位器38、第2相 位器39。由此，能够将在第1交点32出现的共模的信号的电流进一步精度良好地抵消，可 以提高从第1交点32向第1可变匹配电路6a侧传播的信号的差模的信号相对共模的信号 的比率。另外，同样可以按照当向第1端子23和第2端子24输入了相位差为180度、振幅的绝对值相等的信号时，第3线路30的第2交点33侧出现的信号的振幅的绝对值、与第4 线路31的第2交点33侧出现的信号的振幅的绝对值大致相同的方式，来设计第3线路30、 第4线路31的线路长度，第3匹配电路36、第4匹配电路37和第3相位器40、第4相位器 41。能够将在第2交点33出现的差模的信号的电流进一步精度良好地抵消，可以提高 从第2交点33向第2可变匹配电路6b侧传播的信号的差模相对共模的信号成分的比率。 由此，能够将天线元件27中产生的相关系数低的共模的信号和差模的信号精度良好地分 离，可以实现能够获得相关系数低的2个信号的分集天线。另外，也可以按照从第1端子23到第1交点32的相位变化量大致为90度士360 度X η (η为0以上的整数)，并且从第2端子24到第1交点32的相位变化量大致为_90度 士360度Xn (η为0以上的整数)的方式，来设计第1线路28、第2线路29的线路长度，第 1匹配电路34、第2匹配电路35和第1相位器38、第2相位器39。当在第1端子23与第2端子24之间产生了共模的信号时，由于从第1端子23到 第1交点32的相位变化量大致为90度士360度Xn (η为0以上的整数)，并且从第2端子 33到第1交点32的相位变化量大致为-90度士360度Xn(η为0以上的整数)，所以在第 1交点32共模的信号被抵消。S卩，对于共模的信号而言，第1交点32成为假想被接地的场所。从假想被接地的 第1交点32到第1端子23及第2端子24的相位变化量分别为90度、-90度，由此从第1 端子23及第2端子24分别观察第1交点32侧时的输入阻抗变为无限大。因此，第1端子 23与第2端子24之间产生的共模的信号几乎不向第1交点32侧传播，而几乎都向第2交 点33侧传播。由此，能够进一步提高向第2可变匹配电路6b传播的共模的信号相对差模的信号 的比率，并且可以提高向第1可变匹配电路6a传播的差模的信号相对共模的信号的比率。并且，在该条件下，也可以按照当向第1端子23和第2端子24输入了相同相位、 振幅的绝对值相等的信号时，第1线路28的第1交点32侧出现的信号的振幅的绝对值、与 第2线路29的第1交点32侧出现的信号的振幅的绝对值大致相同的方式，来设计第1线 路28、第2线路29的线路长度，第1匹配电路34、第2匹配电路35和第1相位器38、第2 相位器39。能够将在第1交点32出现的共模的信号的电流进一步精度良好地抵消，可以 提高从第1交点32向第1可变匹配电路6a侧传播的信号的差模相对共模的信号成分的比 率。由此，可以将天线元件27中产生的共模的信号和差模的信号精度良好地分离，能够实 现可获得相关系数低的2个信号的分集天线。另外，也可以按照从第1端子23到第2交点32的相位变化量大致为+90度士 180 度Xn (η为0以上的整数)，并且从第2端子24到第2交点33的相位变化量大致为+90度 士 180度Χη(η为0以上的整数)的方式，来设计第3线路30、第4线路31的线路长度，第 3匹配电路36、第4匹配电路37和第3相位器38、第4相位器39。由此，例如当在第1端子23与第2端子24之间产生了差模的信号时，由于从第1 端子23到第2交点33的相位变化量、与从第2端子24到第2交点33的相位变化量是相 同量，所以在第2交点33差模的信号被抵消。S卩，对于差模的信号而言，第2交点33成为假想被接地的场所。从假想被接地的第2交点33到第1端子23及第2端子24的相位变化量都为90度，由此，从第1端子23 及第2端子24分别观察第2交点33侧时的输入阻抗变为无限大。因此，第1端子23与第 2端子24之间产生的差模的信号几乎不向第2交点33侧传播，而几乎都向第1交点32侧传播。由此，能够进一步提高向第1可变匹配电路6b传播的差模的信号相对共模的信号 的比率，并且可以进一步提高向第2可变匹配电路6b传播的共模的信号相对差模的信号的比率。并且，在该条件下，也可以按照当向第1端子23和第2端子24输入了相位差为 180度、且振幅的绝对值相等的信号时，第3线路30的第2交点33侧出现的信号的振幅的 绝对值、与第4线路31的第2交点33侧出现的信号的振幅的绝对值大致相同的方式，来设 计第3线路30、第4线路31的线路长度，第3匹配电路36、第4匹配电路37和第3相位器 40、第4相位器41。能够将在第2交点33出现的差模的信号的电流进一步精度良好地抵 消，可以提高从第2交点33向第2可变匹配电路6b侧传播的信号的共模相对差模的信号 成分的比率。由此，可以将天线元件27中产生的相关系数低的共模的信号和差模的信号精 度良好地分离，能够实现可获得相关系数低的2个信号的分集天线。另外，在图10中，也可以采用将第1匹配电路34、第2匹配电路35、第3匹配电路 36、第4匹配电路37、第1相位器38、第2相位器39、第3相位器40、第4相位器41中的至 少1个去除的结构。由此，不仅可以降低第1线路28、第2线路29、第3线路30及第4线 路31中的传输损耗，而且能够减少必要的部件个数，从而可实现小型化、轻量化。此外，第1匹配电路34、第2匹配电路35、第3匹配电路36、第4匹配电路37、第1 相位器38、第2相位器39、第3相位器40、第4相位器41基本上利用电抗元件的电路进行 设计，但也可以利用含有电阻元件、放大电路等的电路进行设计。由此，不仅可实现第1可 变匹配电路6a与第2可变匹配电路6b之间的高绝缘特性，而且能够提高图1的通信装置 3的收发特性。图11是将本实施方式5涉及的第2天线单元组装到天线模块中的图。其中，针对 与图10同样的构成仅记载相同符号，以不同的构成为中心进行以下说明。在图11中，作为天线元件27，表示了使用由下述2对天线单元构成的偶极天线 (dipole antenna)的情况，所述2对天线单元是指由第1单元(element) 44和第3单元 46构成的天线单元、以及由第2单元45和第4单元47构成的天线单元。图11中，在第3 单元46的端部设置有第1端子23，在第4单元47的端部设置有第2端子24。天线元件27相对任意的线49具有线对称的形状。由此，从第1端子23观察的天 线元件27的输入阻抗、与从第2端子24观察的天线元件27的输入阻抗大致相同，第2天 线单元43的设计变得容易。而且，与第1端子23连接的第1线路28及第3线路30、与第2端子24连接的第 2线路29及第4线路31、第1相位器38、第2相位器39、第3相位器40及第4相位器41 和有源电路4，被配置在通信装置3中内置的接地板48的上方及下方。按照从第1端子23到第1交点32的相位变化量为+90度的方式设计了第1线路 28和第1相位器38，按照从第2端子24到第1交点32的相位变化量为_90度的方式设计 了第2线路29和第2相位器39。而且，按照从第1端子23到第1交点33的相位变化量为+90度的方式设计了第3线路30和第3相位器40，按照从第2端子24到第1交点33的相 位变化量为+90度的方式设计了第4线路31和第4相位器41。第1单元44与第2单元45被大致平行地配置于接地板48的端部，第3单元46 与第4单元47被大致垂直地配置于接地板48的端部。图12是表示本实施方式5涉及的天线元件的差模时的动作的图。在图12中，第 1单元44和第2单元45中产生朝向一致的电流(在图12中用箭头图示)，第3单元46和 第4单元47中产生朝向相反的电流。因此，第1端子23与第2端子24中产生的信号的相 位差为180度。当这样的信号被输入给第1端子23和第2端子24时，基于上述的原理，在 第1交点32出现信号，但在第2交点33不出现信号。S卩，当天线元件27中产生了差模的信号时，第1可变匹配电路6a接收该信号，但 第2可变匹配电路6b无法接收该信号。另外，当从第1可变匹配电路6a向天线装置1输入 了信号时，该信号不会向第2可变匹配电路6b传播，大部分的信号被向天线元件27供给。 而且，被供给的信号使天线元件27产生差模的电流(图5参照)，作为电磁波而向空中放 射。有助于放射的天线元件27上的电流矢量主要是第1单元44和第2单元45中产生的 电流矢量，对于第3单元46和第4单元47中产生的电流矢量而言，由于电流矢量的朝向相 反，所以不会对放射起很大作用。因此，天线元件27中产生了差模时的放射图案成为由图 12的虚线所示那样的放射图案50。由此，在主要接收到从相对于第1单元44及第2单元 45垂直方向到来的电磁波时，在天线元件27上产生差模，仅能够从第1可变匹配电路6a取 出该信号。图13是表示本实施方式5涉及的天线元件的共模时的动作的图。在图13中，第 1单元44和第2单元45中产生朝向相反的电流(在图13中用箭头图示)，第3单元46和 第4单元47中产生朝向一致的电流。因此，第1端子23和第2端子24中产生的信号的相 位差实质成为0度。当这样的信号被输入给第1端子23和第2端子24时，基于上述的原 理，在第1交点32出现信号，但在第2交点33不出现信号。即，当在天线元件27中产生了 共模的信号时，第2可变匹配电路6b接收该信号，但第1可变匹配电路6a不接收该信号。 另外，当从第2可变匹配电路6b向天线装置2输入了信号时，该信号不向第1可变匹配电 路6a传播，大部分的信号向天线元件27供给。而且，被供给的信号使天线元件27产生共模的电流，如图13所示，作为电磁波而 向空中放射。有助于放射的天线元件27上的电流矢量主要是第3单元46和第4单元47 中产生的电流矢量、与之连动而产生的接地板48上的电流矢量52。对于第1单元44和第 2单元45中产生的电流矢量而言，由于电流矢量的朝向成为相反方向，所以不会对放射起 很大作用。因此，天线元件27中产生了共模时的放射图案成为图13的用虚线表示那样的 放射图案51。由此，在接收到主要从相对于第3单元46及第4单元47垂直方向到来的电 磁波时，天线元件27上产生共模，仅能从第2可变匹配电路6b取出该信号。综上所述，通过采用图11 13所示的具有对称构造的天线元件27 (例如偶极天 线)，能够将1个天线元件27作为指向性分集天线而使用。由此，可实现天线模块1的小型 化、轻量化，由于有源电路4能够小型集成化，所以电源及第1控制信号的供给变得容易。另外，接地板48也可以和天线元件27同样，具有以任意的线49为基准而线对称 的形状。由此，指向性分集天线的设计变得容易。
上述的与第2天线单元43有关的记载，同样适用于图8的具有4个端子的第1天 线单元22的情况、图9的具有3个端子的第3天线单元42的情况。图14是本实施方式5涉及的第1天线单元的框图。表示具有以任意的线49为基 准而具备线对称形状的4个端子的天线装置。图14中，在将第1端子23和第2端子24连 接的第1直线(未图示)上的第1端子23与第2端子24的中点(未图示)，以与第1直线 垂直的线49为基准，天线元件27实质上具有线对称形状。并且，在将第3端子25和第4端子26连接的第3直线(未图示)上的第3端子 25与第4端子26的中点(未图示)，相对于和第3直线垂直的线49，天线元件27实质上具 有线对称形状。作为天线元件27，通过采用这样的形状，可使指向性分集天线的设计变容
易ο图15是本实施方式5涉及的第3天线单元的框图。表示具有以任意的线49为基 准而具备线对称形状的3个端子的天线装置。图15中，在将第1端子23和第2端子24连 接的第1直线(未图示)上的第1端子23与第2端子24的中点(未图示)，以与第1直线 垂直的线49为基准，天线元件27实质上具有线对称形状。而且，成为在线49上实质存在 第3端子25的构造。作为天线元件27，通过采用这样的形状，可使指向性分集天线的设计 变容易。另外，在实施方式5中，采用了对称构造的天线元件(偶极天线)，但不必限定于对 称构造的天线元件，只要是至少具有2个连接端子的天线元件即可，也可以使用非对称构 造的天线元件。在设想被内置于移动电话等小型便携终端中的情况下，由于天线元件所允 许的空间非常少，所以难以采用对称构造的天线元件。因此，如果采用本发明的天线装置， 则即使在采用了非对称构造的天线元件27时，也能够分别独立地接收、发送天线元件27中 产生的共模和差模这2个模式，能够等效地作为2个天线元件发挥功能。由此，可以实现对 收容天线模块1的容积小的小型电子设备为最佳的天线装置。从图16到图25，表示了利用由从第1端子23观察的输入阻抗为50Ω的第1单元44和第3单元46构成的天线单元、以及从第2端子24观察的输 入阻抗为50 Ω的第2单元45和第4单元47构成的天线单元，在频率620MHz中设计了第 2天线单元43的一例。图16是表示本实施方式5涉及的第2天线单元的差模时的设计例的图。图17是 表示本实施方式5涉及的第2天线单元的共模时的设计例的图。考虑天线元件27以差模 动作的情况。由于成为由第1单元44和第3单元46构成的天线单元、与由第2单元45和 第4单元47构成的天线单元串联连接的形式，所以，从第1端子23和第2端子24观察的 天线元件27的输入阻抗为100 Ω。考虑天线元件27以共模动作的情况。由于成为由第1单元44和第3单元46构 成的天线单元、与由第2单元45和第4单元47构成的天线单元并联连接的形式，所以从第 1端子23和第2端子24观察的天线元件27的输入阻抗为25 Ω。由于在设计中反映了这些事实，所以图16的天线元件27 (端口编号为3)的输入 阻抗为100Ω，图17的天线元件27 (端口编号为6)的输入阻抗为25 Ω。而且，由于一般高 频电路以50 Ω进行设计，所以对于图16的第1负载电路53 (端口编号为1)及第2负载电 路54 (端口编号为2)、和图17的第1负载电路53 (端口编号为4)及第2负载电路54 (端口编号为5)，将它们的输入阻抗设为50 Ω来进行设计。这里，第1负载电路53表示了从 图11的有源电路4中的与第1交点32连接的输入端口 55对有源电路4以后进行观察时 的负载。而第2负载电路54表示了从图11的有源电路4中的与第2交点33连接的输入 端口 56对有源电路4以后进行观察时的负载。在图16及图17中，第1相位器38、第2相位器39、第3相位器40及第4相位器 41分别由3元件的电抗元件实现。图18是表示本实施方式5涉及的天线装置的差模时的通过特性的图。图18表示 了图16中所示的天线元件27以差模动作时的天线元件27 (端口编号为3)与第1负载电 路53(端口编号为1)和第2负载电路54(端口编号为2)之间的通过特性。在图18中，例 如，S(3，l)表示了从第1负载电路53 (端口编号为1)向天线元件27 (端口编号为3)的通 过特性。由图18可知，从第1负载电路53 (端口编号为1)向天线元件27 (端口编号为3) 的通过特性S (3，1)在频率620MHz中大致为OdB，是导通状态。与之相对，可知从第2负载 电路54(端口编号为2)向天线元件27(端口编号为3)的通过特性S(3，2)在频率620MHz 中为-30dB以下，取得了高的绝缘。而且可知，对于从第1负载电路53(端口编号为1)向 第2负载电路54 (端口编号为2)的通过特性S (2，1)，在频率620MHz中也为_30dB以下，取 得了高的绝缘。图19是表示本实施方式5涉及的天线装置的共模时的通过特性的图。图19表示 了图17中所示的天线元件27以共模动作时的天线元件27 (端口编号为6)与第1负载电 路53(端口编号为4)和第2负载电路54(端口编号为5)之间的通过特性。在图19中，例 如S (6，4)表示了从第1负载电路53 (端口编号为4)向天线元件27 (端口编号为6)的通过 特性。根据图19可知，从第2负载电路54(端口编号为5)向天线元件27(端口编号为6) 的通过特性S (6，5)在频率620MHz中大致为OdB，是导通状态。与之相对，可知从第1负载 电路53(端口编号为4)向天线元件27(端口编号为6)的通过特性S(6，4)在频率620MHz 中为-30dB以下，取得了高的绝缘。而且可知，对于从第1负载电路53(端口编号为4)向 第2负载电路54 (端口编号为5)的通过特性S (5，4)，也在频率620MHz中为_30dB以下，取 得了高的绝缘。综上可知，实际上能够实现上述的第1天线单元22、第3天线单元42、第2天线单 元43的动作。作为参考，在图20 图25中，表示了端口编号1 6的各端口中的阻抗特 性。图20是表示本实施方式5涉及的天线装置的端口编号1中的阻抗特性的图。同样，图 21是表示端口编号2中的阻抗特性的图，图22是表示端口编号3中的阻抗特性的图，图23 是表示端口编号4中的阻抗特性的图，图24是表示端口编号5中的阻抗特性的图，图25是 表示端口编号6中的阻抗特性的图。在图20 图25中，例如S(l，l)表示了从图11中的第1交点32观察第2天线单 元43时的输入阻抗特性。其中，对于第1天线单元22、第2天线单元43而言，第1线路28、第2线路29、第 3线路30、第4线路31的特性阻抗都为Zo。也可以设计成从与第1交点32连接的第1负 载电路53的第1交点32观察的输入阻抗、从与第2交点33连接的第2负载电路54的第2 交点33观察的输入阻抗、从第1端子23观察的天线元件27的输入阻抗、和从第2端子24 观察的天线元件27的输入阻抗都大致为Zo/2。由此，容易取得天线元件27、与第1负载电路53或第2负载电路54的阻抗匹配，可以降低反射损失。作为参考，图16、图17满足了上 述的阻抗关系，结果，如图18 25所示，实现了良好的电特性。另夕卜，在图8 图10中，第1端子23与第1交点32之间由作为1条线路的第1 线路28、1个第1匹配电路34和1个第1相位器38构成，但也可以由多个线路、多个匹配 电路、多个相位电路构成。对于第2端子24与第1交点32之间、第3端子25与第2交点 33之间、第4端子26与第2交点33之间也同样。而且，第1线路、第2线路、第3线路、第4线路还包括由多个线路构成的情况。同 样，第1匹配电路、第2匹配电路、第3匹配电路、第4匹配电路也包括由多个匹配电路构成 的情况，第1相位器、第2相位器、第3相位器、第4相位器也包括由多个相位器构成的情况。(实施方式6)下面，利用图26 29对本发明的实施方式6进行说明。图26是表示本实施方式 6涉及的车载用天线的实施例的图。图26是表示例如将实施方式5所示的天线装置应用到 接收电视广播、无线广播的车载用天线中的一个实施例的概略图，是从车室内观察挡风玻 璃57时的图。在图26中，将实施方式5所示的天线元件27形成在透明树脂薄膜上的第1薄膜 天线58，被粘贴在挡风玻璃57的上部区域(例如距离车辆的顶板59与挡风玻璃57相接的 边为IOcm以内的区域)的车室内侧。并且，在图26中的第1薄膜天线58 (天线元件27)的上方，配置有与第1薄膜天 线58连接的第1电路60。第1电路60是具有第2天线单元43内被配置在天线元件27正 下方的电路(相当于第1匹配电路34、第1相位电路38等)、和图1等的有源元件4等的 电路。而且，第1电路60与电子单元9通过约5m左右的的第1传输线路14a和第2传 输线路14b连接。图27、图28是从车上方对图26中所示的实施例进行了图示的图。图27是本实施方式6涉及的车载用天线的差模时的放射图案。图27表示了对第 1薄膜天线58 (天线元件27)的第1端子23 (参照图12)与第2端子24 (参照图12)激励 了差模的信号时的天线装置的放射图案61。放射图案61基于图12中说明的原理而放射。 是从第2传输线路14b收发信号时的放射图案。由于顶板59起到反射板的作用，所以，车的前方方向的指向性增益比车的后方方 向的指向性增益大。由此，能够抑制在车室内被反射、散射后来到第1薄膜天线58的电视 广播波的接收。车室内中的反射、散射波由于每单位时间的振幅、相位变动大，所以在被接 收的电视广播是数字广播的情况下，容易在解调时发生错误。因此，实施方式6所示的天线 装置2能够抑制对来自车室内的反射、散射波的接收，可以提高接收特性。图28是本实施方式6涉及的车载用天线的共模时的放射图案。图28表示了对第 1薄膜天线58 (天线元件27)的第1端子23 (参照图12)和第2端子24 (参照图12)激励 了共模的信号时的天线装置的放射图案62。放射图案62基于图13中说明的原理而放射。 是从第1传输线路14a收发信号时的放射图案。由于顶板59起到反射板的作用，所以放射图案62的最大值方向稍微向车的前方 方向倾斜。
如图27、图28所示，在经由第1传输线路14a交换信号时的放射图案61、与经由 第2传输线路14b交换信号时的放射图案62中，能够使放射图案的峰值方向大致正交，可 以实现小型且相关系数低的天线模块1。例如，在图1中，由于经由第1传输线路14a向第1放大器7a、第2放大器7b等有 源元件进行电源供给，所以天线装置2需要小型、相关系数低的天线元件，本发明的天线元 件27可以说是满足了该条件的最佳天线元件。另外，在上述说明中，使用实施方式5所示的第2天线单元43进行了说明，但不必 限定与此，利用实施方式1 4所示的天线装置也能获得同样的效果。而且，在图1中，可以取代天线模块1的第1天线5a，而使用图8的第1天线单元 22、图10的第2天线单元43、图9的第3天线单元42中任意1个天线单元(以后将替代图 1的第1天线5a而使用的天线单元称为天线单元A)。并且，也可以取代第2天线5b而使 用图8的第1天线单元22、图10的第2天线单元43、图9的第3天线单元42中任意1个 天线单元(以后将取代图1的第2天线5b而使用的天线单元称为天线单元B)。该情况下，有源电路4具备在天线单元A的第1交点32与第2交点33之间切换 与第1传输线路14a对应连接的对方的第1开关(未图示)、以及在天线单元B的第1交点 32与第2交点33之间切换与第2传输线路14b对应连接的对方的第2开关(未图示)。这里，第1开关(未图示)和第2开关(未图示)可以从图1的电源供给电路16 经由第1传输线路14a被供给电源。另外，第1开关(未图示)和第2开关(未图示)基于接收的功率值、接收信号的 信号质量值(相当于C/N特性、BER特性)，通过从第1控制信号发生电路17a经由第2传 输线路14b而被供给的第1控制信号控制。而且，从第1控制信号发生电路17a经由第2传输线路14b而被供给的第1控制 信号可以具有被区分成不同的电平的多个电压值，基于该多个电压值来独立控制第1开关 (未图示)和第2开关(未图示)。在图1的实施例的情况下，第1控制信号的供给仅由第2传输线路14b的1条线 路来进行，可以想象难以同时且独立地控制作为2个控制对象元件的第1开关(未图示)、 第2开关(未图示)，但本发明的天线装置2由于能够利用对第1控制信号宽广的电位宽 度，所以可以容易地同时且独立地控制第1开关(未图示)、第2开关(未图示)。由此，能够容易地实现小型4分枝的分集方式的天线装置，可以提高接收特性。图29是表示使用了 2组本实施方式6涉及的天线装置的车载用天线的实施例的 图。图29中表示了使用2组上述4分枝的分集方式天线装置(合计8分枝的分集接收方 式)，构筑了车载用电视接收系统时的实施例。在图29中，将上述的天线单元A和天线单元B形成在透明树脂薄膜上的第2薄膜 天线63、与将上述的天线单元A和天线单元B形成在透明树脂薄膜上的第3薄膜天线64， 被粘贴在挡风玻璃57的上部区域(例如，距离车的顶板59与挡风玻璃57相接的边为IOcm 以内的区域)的车室内侧。与配置在第2薄膜天线63的上方的第1开关(未图示)连接的第1传输线路14a、 和与配置在第2薄膜天线63的上方的第2开关(未图示)连接的第2传输线路14b和电 子单元9连接。同样，与配置在第3薄膜天线64的上方的第1开关(未图示)连接的第3传输线路14c、和与配置在第3薄膜天线64的上方的第2开关(未图示)连接的第4传输 线路14d和电子单元9连接。通过图29所示的构成，能够构筑8分枝的分集接收系统，可以容易地实现接收特 性高的通信装置3。另外，在本发明的实施例的说明中，进行了“连接”这一记述，这意味着电连接，例 如可以是基于焊接的连接、静电的连接、电磁的连接等，只要是能够传输天线的信号的连接 方法即可。以上，主要根据分集接收系统的事例对本发明进行了说明，但本发明的应用并不 限定于此。例如，也可以作为接收2个以上系统的系统(例如，利用第1天线接收电视广播、 利用第2天线接收移动电话的信号的系统)、或MIMO收发系统用的天线装置而使用。产业上的可利用性如上所述，本发明的天线装置由于不需要在有源电路中准备调节器，所以可以实 现小型的分集方式的天线装置，能够在小型的通信终端等中使用。
权利要求
1.一种天线装置，具备从第1天线和第2天线被输入接收信号的有源电路、与所述第 1天线对应连接的第1传输线路、和与所述第2天线对应连接的第2传输线路，其中，所述天线装置上连接有电子单元，从所述电子单元的电源供给电路经由所述第1传输线路向所述有源电路供给电源， 从所述电子单元的第1控制信号发生电路经由所述第2传输线路向所述有源电路供给 第1控制信号，来控制所述有源电路。
2.根据权利要求1所述的天线装置，其特征在于，所述第1天线与所述第2天线中的一方是平衡型天线，另一方是失衡型天线。
3.根据权利要求1所述的天线装置，其特征在于，将所述电源供给电路连接在与所述第1传输线路连接的第1高通滤波器的所述第1传 输线路侧，将所述第1控制信号发生电路连接在与所述第2传输线路连接的第2高通滤波器的所 述第2传输线路侧，所述第2高通滤波器的级数比所述第1高通滤波器的级数多。
4.根据权利要求1所述的天线装置，其特征在于，由具有下述特征的天线单元构成所述第1天线和所述第2天线， 所述天线单元具备具有第1端子、第2端子、第3端子和第4端子的天线元件；一方与所述第1端子连接 的第1线路；一方与所述第2端子连接的第2线路；一方与所述第3端子连接的第3线路； 和一方与所述第4端子连接的第4线路；所述第1线路的另一方与所述第2线路的另一方在第1交点连接， 所述第3线路的另一方与所述第4线路的另一方在第2交点连接， 当从所述第1交点输入了信号时，所述第3线路的所述第2交点侧出现的信号的相位、 与所述第4线路的所述第2交点侧出现的信号的相位的相位差大致为180度，当向所述第1端子和所述第2端子输入了相同相位、且相同振幅的信号时，所述第1线 路的所述第1交点侧出现的信号的相位、与所述第2线路的所述第1交点侧出现的信号的 相位的相位差大致为180度，当向所述第1端子和所述第2端子输入了相位差为180度、且相同振幅的信号时、或向 所述第3端子和所述第4端子输入了相位差为180度、且相同振幅的信号时，所述第3线路 的所述第2交点侧出现的信号的相位、与所述第4线路的所述第2交点侧出现的信号的相 位的相位差大致为180度，从所述第1端子或所述第3端子到所述第2交点的相位变化量大致为+90度士 180 度Xn，其中η为0以上的整数，从所述第2端子或所述第4端子到所述第2交点的相位变化量大致为+90度士 180 度Χη，其中η为0以上的整数，所述天线单元的所述第1交点与所述第2交点中的一方交点与所述第1传输线路对应 连接，另一方交点与所述第2传输线路对应连接。
5.根据权利要求1所述的天线装置，其特征在于，由具有下述特征的天线单元构成所述第1天线和所述第2天线，所述天线单元具备具有第1端子和第2端子的天线元件；一方与所述第1端子连接的 第1线路；一方与所述第1端子连接的第3线路；一方与所述第2端子连接的第2线路；和 一方与所述第2端子连接的第4线路，所述第1线路的另一方和所述第2线路的另一方与第1交点连接， 所述第3线路的另一方和所述第4线路的另一方与第2交点连接， 当从所述第1交点输入了信号时，所述第3线路的所述第2交点侧出现的信号的相位、与所述第4线路的所述第2交点 侧出现的信号的相位的相位差大致为180度，当向所述第1端子和所述第2端子输入了相同相位、且相同振幅的信号时，所述第1线 路的所述第1交点侧出现的信号的相位、与所述第2线路的所述第1交点侧出现的信号的 相位的相位差大致为180度，当向所述第1端子和所述第2端子输入了相位差为180度、且相同振幅的信号时，所述 第3线路的所述第2交点侧出现的信号的相位、与所述第4线路的所述第2交点侧出现的 信号的相位的相位差大致为180度，并且从所述第1端子到所述第2交点的相位变化量大 致为+90度士 180度Xn，其中η为0以上的整数，从所述第2端子到所述第2交点的相位 变化量大致为+90度士 180度Xη，其中η为0以上的整数，所述天线单元的所述第1交点与所述第2交点中的一方交点与所述第1传输线路对应 连接，另一方交点与所述第2传输线路对应连接。
6.根据权利要求1所述的天线装置，其特征在于，由具有下述特征的天线单元构成所述第1天线和所述第2天线， 所述天线单元具备具有第1端子、第2端子和第3端子的天线元件；一方与所述第1 端子连接的第1线路；一方与所述第2端子连接的第2线路；和一方与所述第3端子连接的 第3线路，所述第1线路的另一方和所述第2线路的另一方与第1交点连接， 所述第3线路的另一方与第2交点连接，当从所述第2交点输入了信号时，所述第1线路的所述第1交点侧出现的信号的相位、 与所述第2线路的所述第1交点侧出现的信号的相位的相位差大致为180度，当向所述第1端子和所述第2端子输入了相同相位、且相同振幅的信号时，所述第1线 路的所述第1交点侧出现的信号的相位、与所述第2线路的所述第1交点侧出现的信号的 相位的相位差大致为180度，所述天线单元的所述第1交点与所述第2交点中的一方交点与所述第1传输线路对应 连接，另一方交点与所述第2传输线路对应连接。
7.根据权利要求1所述的天线装置，其特征在于，所述第1天线是从权利要求4所述的天线单元、权利要求5所述的天线单元、权利要求 6所述的天线单元中选择任意1个，所述第2天线是从所述权利要求4所述的天线单元、所述权利要求5所述的天线单元、 所述权利要求6所述的天线单元中选择任意1个，所述有源电路具备对应于所述第1传输线路来切换连接所述第1天线的第1交点和 第2交点的第1开关；以及对应于所述第2传输线路来切换连接所述第2天线的第1交点和第2交点的第2开关，所述第1开关与所述第2开关由从所述第1控制信号发生电路经由所述第2传输线路 而供给的所述第1控制信号控制。
8.根据权利要求7所述的天线装置，其特征在于，从所述第1控制信号发生电路经由所述第2传输线路而供给的所述第1控制信号，具 有被区分成不同的电平的多个电压值，基于所述多个电压值对所述第1开关和所述第2开 关独立进行控制。
9.根据权利要求1所述的天线装置，其特征在于，所述有源电路具有被输入来自第3天线的接收信号并与所述第3天线对应连接的第3 传输线路，从所述电子单元的第2控制信号发生电路经由所述第3传输线路向所述有源电路供给 第2控制信号，来控制所述有源电路。
10.一种通信装置，其具备权利要求1所述的的天线装置；和与所述第1传输线路经由第1高通滤波器连接，与所 述第2传输线路经由第2高通滤波器连接的解调电路；所述解调电路与所述第1控制信号发生电路连接。
11.根据权利要求10所述的通信装置，其特征在于，所述解调电路对从所述第1高通滤波器和所述第2高通滤波器输入的信号进行解调， 导出信号质量值，并根据导出的信号质量值，对所述第1控制信号发生电路进行控制。
12.根据权利要求11所述的通信装置，其特征在于，具有对从所述第1高通滤波器和所述第2高通滤波器输入的信号的功率值进行检测的 检测电路，所述解调电路与所述电源供给电路连接，所述解调电路根据由所述解调电路导出的信号质量值、或所述检测电路检测出的功率 值，对所述电源供给电路进行控制。
全文摘要
本发明的天线装置具有从第1天线和第2天线被供给接收信号的有源电路、第1传输线路和第2传输线路。有源电路被从电源供给电路经由第1传输线路供给电源，从第1控制信号发生电路经由第2传输线路被第1控制信号控制。根据该构成，可以拓宽第1控制信号能够使用的电位宽度，不需要调节器、可使天线装置小型化。
文档编号H04B1/18GK102106092SQ20098012933
公开日2011年6月22日 申请日期2009年7月27日 优先权日2008年7月28日
发明者佐古元彦, 福岛奖 申请人:松下电器产业株式会社